0包括由二极管D1至D4组成的整流桥100、输入电容C1、输出电容Co、功率开关管Qa、二极管Da、电感La、采样电阻Rsa、以及控制电路400。
[0103]功率变换器10中的功率开关管Qa、二极管Da、电感La、输出电容Co组成BUCK型拓扑结构，在输出电容Co的两端提供恒定的输出电流lout。然而，本发明不仅限于BUCK型拓扑结构，而是可以应用于任意合适的拓扑类型，包括但不限于BUCK、BOOST、BUCK-B00ST、FLYBACK。如下文所述，该功率变换器工作于峰值电流控制的不连续导通模式(DCM)。
[0104]在功率变换器10中，采样电阻Rsa与功率开关管Qa串联。在功率开关管Qa的导通期间，采样电阻Rsa提供电流检测信号Vsa。在功率变换器的工作期间，功率开关管Qa交替导通和断开，电流V流经电感La，经输出电容Co滤波之后获得输出电流lout，流经负载。利用采样电路获得电流检测信号Vsb。在一个实例中，采样电路包括与电感串联的附加采样电阻或电流镜。
[0105]根据本发明的实施例的功率变换器与图1所示的功率变换器不同之处在于，控制电路400根据电流检测信号Vsa和Vsb产生开关控制信号Vg，以控制功率开关管Qa的导通和断开，从而控制输出电流lout为预定值，实现恒流输出。该功率变换器工作于峰值电流控制的不连续导通模式(DCM)，根据电流检测信号Vsa和Vsb可以估计输出电流lout的大小。因此，该控制电路400不需要获得输出电流反馈信号Vfb即可实现恒流控制，从而可以省去输出电流的采样电路及相应的信号处理电路。
[0106]图10为根据本发明的实施例的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。控制电路400包括比较器420、或门430、RS触发器450、导通控制电路460和最大导通时间电路480。
[0107]比较器420的同相输入端和反相输入端分别接收电流检测信号Vsa和峰值电流参考信号Vpk-ref，输出端提供第一控制信号Vd。
[0108]最大导通时间电路480根据电流检测信号Vsa产生最大导通时间信号Von_max。在功率开关管Qa导通时，最大导通时间电路480开始计时，并且在到达可调节的最大导通时间Ton_max时，最大导通时间信号Von_max有效。第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max中的任一个有效时，或门230的输出端的断开信号Voff有效。
[0109]该实施例中采用的最大导通时间电路480与图6至8所示的最大导通时间电路380相同，因此不再赘述。
[0110]RS触发器460的置位端和复位端分别接收导通信号Von和断开信号Voff，输出端提供开关控制信号Vg。在每个开关周期中，导通信号Von触发功率开关管Qa导通，断开信号Voff触发功率开关管Qa断开。
[0111]导通控制电路460根据电流检测信号Vsb和开关控制信号Vg产生导通信号Von。在不同工作模式下以及不同的拓扑类型的电路中，导通控制电路460的结构不同。
[0112]在DCM工作模式的BUCK电路中，由于在开关周期的仅一部分时间段中电感电流流过负载，因此，将电感电流流过负载的时间Txy与开关周期Ts的比率Txy/Ts设置为固定值。
[0113]如下文所述，导通控制电路460可以包括电感电流过零检测电路及比率恒定电路。在检测到电感电流过零之后延迟一段时间，使得比率Txy/Ts达到固定值，然后导通控制电路460产生的导通信号Von有效，开关控制信号Vg控制功率开关管Qa导通。此后，电感电流开始上升，比较器220根据电感电流L的采样信号Vsa和设定的电感电流峰值信号Vpk-ref产生断开信号Voff。当Vsa大于Vpk-ref时，Vd有效，当Vd和最大导通时间电路产生的最大导通时间信号Von_max任意一个有效时，RS触发器460输出的开关控制信号Vg控制开关管关断。在半工频周期Tin内，令输出电流峰值等于所述参考峰值乘以l/2*Txy/Ts状态下的时间占所述半工频周期Tin的比为等效占空比D。最大导通时间电路480根据等效占空比D，并将其与设定的参考占空比信号进行比较。当所述等效占空比大于设定的参考占空比时，减小所述最大导通时间，当所述等效占比大于所述参考占空比时，增大所述最大导通时间，并将所述功率开关管的导通时间与所述最大导通时间进行比较，当所述导通时间等于所述最大导通时间时，所述最大导通时间信号Von_max有效。
[0114]控制电路400根据电流检测信号Vsa、电流检测信号Vsb和开关控制信号Vg产生开关控制信号Vg，以控制功率开关管Qa的导通和断开。
[0115]控制电路400根据电流检测信号Vsa获得可调节的最大导通时间Ton_max，从而控制输出电流lout为预定值，实现恒流输出。由于不需要获得输出电流反馈信号Vfb即可实现恒流控制，因此可以省去输出电流的采样电路及相应的信号处理电路。与图2相比，该控制电路400省去了跨导放大器210及补偿电容Cc，从而可以减少外围元件及其芯片管脚。
[0116]图11示出根据本发明的实施例的功率变换器的波形图。在下文中仍然以BUCK型拓扑结构的功率变换器作为示例说明。在下文的描述中，该功率变换器工作于峰值电流控制的不连续导通模式(DCM)，其中，电感电流的电感电流峰值参考信号为Ipk_ref。
[0117]在功率变换器的工作期间，输入电压Vin为半波直流电压信号，如图11(a)所示。在半工频周期Tin内输入电压Vin的幅值按照近似正弦曲线变化，即开始逐渐升高然后逐渐减小。
[0118]当输入电压Vin较低时，电感电流的峰值受到最大导通时间Ton_max的限制。当输入电压Vin较大时，电感电流的峰值受到电感电流峰值参考信号Ipk_ref的限制。因此，在半工频周期Tin内电感电流的峰值包络线近似为一梯形，如图11(b)所示。
[0119]功率变换器在输入电压Vin的半工频周期Tin中经历多个开关周期Ts。由于工作于峰值电流控制的DCM工作模式中，在每个开关周期Ts中，仅一部分时间段Tyx有电感电流流过负载。每一个开关周期Ts的输出电流lout的额定值(峰值)为电感电流II乘以l/2*Txy/Ts。在半工频周期Tin中，输出电流lout的波形近似为梯形，该梯形的高为输出电流峰值Ipk，其中，Ipk = l/2*Txy/Ts*Ipk_ref。由于梯形的面积决定平均输出电流lout的大小，因此，在峰值电流控制的DCM工作模式下，输出电流lout的波形等效为峰值为Ipk、占空比为D的矩形，即输出电流lout的平均值:1ut = Ipk*D，如图11(c)所示。
[0120]从图11(b)可以看出，输出电流lout的占空比D为输出电流在Ipk状态下的等效占空比。在一个实例中，通过采样电感电流的峰值，获得输出电流为Ipk的高电平持续时间TDon。在另一个实例中，由于采样电感电流II在半工频周期Tin中的峰值包络为等腰梯形，因此，可以测量电感电流峰值从l/2*TXy/Ts*Ipk_ref上升后到再次下降变为l/2*Txy/Ts*Ipk_ref的时间段，获得输出电流为Ipk的高电平持续时间TDon。此外，由于输出电流的变化周期与输入电压Vin的半工频周期Tin，因此，在获得高电平持续时间TDon之后，根据半工频周期Tin和高电平持续时间TDon就可以计算出低电平持续时间TDoff。进一步地，可以根据高电平持续时间TDon和低电平持续时间TDoff，计算出等效占空比D。
[0121]在峰值电流控制的BCM模式下，电感电流的电感电流峰值参考信号Ipk_ref为预定的恒定值，因此输出电流的峰值Ipk也为固定的恒定值。因此，根据输出电流波形与平均电流的关系:1ut = Ipk*D，只要每个半工频周期中输出电流lout的等效占空比D均为常数Dref，就可以控制输出电流lout的平均值恒定。当等效占空比D小于Dref时，说明输出电流lout在Ipk状态的时间太少了，需要调大最大导通时间Ton_max的值，使得输出电流lout处于Ipk状态的时间增加，即等效占空比D增加，反之，需要调小最大导通时间Ton_max的值，使得输出电流lout处于Ipk状态的时间减少，即等效占空比D减小。在半工频周期Tin期间，最大导通时间Tonjnax经历三个线性变化阶段，如图11 (d)所示。
[0122]由此可见，根据本发明的功率变换器工作在峰值电流模式，输出电流lout的平均值可以近似等效为，lout = Ipk*D，D是在半工频周期Tin中输出电流工作在Ipk状态的等效占空比。在不同输入电压Vin下，Ipk是一常数。本发明控制等效的占空比D为一常数Dref，实现输出电流lout的闭环，同时调整了线性调整率(Line Regulat1n)，而且实现了高功率因数(P0wer Factor)的性能。线性调整率是对于额定负载，输入电压在工作范围内变化时输出电压的变化。该功率变换器可以节省芯片的外置大电容和管脚资源，也简化了采样电路和闭环控制电路等。
[0123]图12示出图10所示的功率变换器中的导通控制电路的实例的示意性框图。导通控制电路460包括过零检测电路461、RS触发器462、比率恒定电路463、以及与门464。
[0124]过零检测电路461接收用于表征电感电流L的电流检测信号Vsb，并且在输出端提供过零信号Vcz。在电感电流减小至零时，过零信号Vcz有效。
[0125]RS触发器462的置位端和复位端分别接收过零信号Vcz和开关控制信号V