常，输出电容的容值一般都会非常的大，每一个开关周期内的输出电流lout为电感电流在该开关周期内的平均值。由于工作于峰值电流控制的BCM工作模式中，因此，每一个开关周期Ts的输出电流lout为电感电流II的峰值的一半。在半工频周期Tin期间，输出电流lout可以等效近似为第二梯形，如图5(b)所示。
[0081]在半工频周期Tin期间，第二梯形与第一梯形的底边长度相同，第二梯形的上边与第二梯形的上边也长度相同，但是第二梯形的高是第一梯形的一半。第一梯形的高为所设定的电感电流峰值参考信号Ipk_ref，而令第二梯形的高为Ipk，因此，Ipk = l/2Ipk_refo在半工频周期Tin期间，第二梯形的面积决定了该半个工频周期内输出电流lout的大小。第二梯形可等效成一个高为Ipk的矩形，该矩形的面积与第二梯形的面积相等。
[0082]因此，输出电流lout可以等效为为一个幅值为Ipk且占空比为D的矩形波，如图5(c)所示。输出电流lout = Ipk*D，由于有Ipk固定为l/2Ipk_ref，因而可以通过调整该矩形波的占空比D来调整输出电流的大小。
[0083]在一个实例中，通过采样电感电流的峰值，获得输出电流为Ipk的高电平持续时间TDon。在另一个实例中，由于采样电感电流II在半工频周期Tin中的峰值包络为等腰梯形，因此，可以测量电感电流峰值从l/2Ipk_ref上升后到再次下降变为l/2Ipk_ref的时间段，获得输出电流为Ipk的高电平持续时间TDon。此外，由于输出电流的变化周期与输入电压Vin的半工频周期Tin相同，因此，在获得高电平持续时间TDon之后，根据高电平持续时间TDon和半工频周期Tin就可以计算出等效占空比D。
[0084]在峰值电流控制的BCM模式下，电感电流的电感电流峰值参考信号Ipk_ref为预定的恒定值，因此输出电流的峰值Ipk也为固定的恒定值。因此，根据输出电流波形与平均电流的关系:1ut = Ipk*D，只要每个半工频周期中输出电流lout的等效占空比D均为常数Dref，就可以控制输出电流lout的平均值恒定。当等效占空比D小于Dref时，说明输出电流lout在Ipk状态的时间太少了，需要调大最大导通时间Ton_max的值，使得输出电流lout处于Ipk状态的时间增加，即等效占空比D增加，反之，需要调小最大导通时间Ton_max的值，使得输出电流lout处于Ipk状态的时间减少，即等效占空比D减小。在半工频周期Tin期间，最大导通时间Tonjnax经历三个线性变化阶段，如图5 (d)所示。
[0085]由此可见，根据本发明的功率变换器工作在峰值电流模式，输出电流lout的平均值可以近似等效为，lout = Ipk*D，D是在半工频周期Tin中输出电流工作在Ipk状态的等效占空比。在不同输入电压Vin下，Ipk是一常数。本发明控制等效的占空比D为一常数Dref，实现输出电流lout的闭环，同时调整了线性调整率(Line Regulat1n)，而且实现了高功率因数(P0wer Factor)的性能。线性调整率是对于额定负载，输入电压在工作范围内变化时输出电压的变化。该功率变换器可以节省芯片的外置大电容和管脚资源，也简化了采样电路和闭环控制电路等。
[0086]图6示出图4所示的功率变换器中的最大导通时间电路的实例的示意性框图。最大导通时间电路380包括等效占空比信号获取电路381、时钟信号产生电路382、计数电路383、数模转换电路384和导通时间判断电路385。
[0087]等效占空比信号获取电路381根据电流检测信号Sa生成信号TD。信号TD的波形是等效占空比D的矩形波，如图5(c)所示。在半工频周期Tin内，等效占空比D是电感电流的峰值由l/2Ipk-ref到再次变为l/2Ipk_ref的时间段占半工频周期Tin的比，或者电感电流的峰值从升高到Ipk-ref起到变为0的时间段占半工频周期Tin的比。
[0088]时钟信号产生电路382根据TD产生时钟信号CLK。在TD为高电平期间，时钟信号CLK的频率为第一频率fl。在TD为低电平期间，时钟信号CLK的频率为第二频率f2。
[0089]计数电路383根据信号TD和时钟信号CLK进行加减计数，从而获得计数值CT。计数电路383有一个预设值。在TD为高电平期间，计数电路383做递减计数。在TD为低电平期间，计数电路383做递增计数。
[0090]数模转换电路384将计数值CT转换成最大导通时间Ton_max。由于计数电路383始终进行加减计数，因此，在每个半工频周期Tin内，最大导通时间Ton_max始终在动态变化，如图5(d)所示。
[0091]导通时间判断电路385比较最大导通时间Ton_max和功率开关管的实际导通时间Ton。一旦发现实际导通时间Ton达到较最大导通时间Ton_max，即输出有效的最大导通时间信号Von_max，使得功率开关管关断。
[0092]由此可见，flXD = (1-D) Xf2，即等效占空比D = f2/(fl+f2)。在本实施例中，参考占空比Dref = f2/(fl+f2)。通过改变时钟信号的第一频率fl和/或第二频率f2，即可以设置参考占空比Dref的数值。
[0093]如果等效占空比D大于参考占空比Dref，则在一个半工频周期内，计数电路做减计数的时间增大且做加计数的时间减少，该半工频周期的计数值CT将小于预设值，从而表明输出电流lout偏高。如果等效占空比D小于参考占空比Dref，则在一个半工频周期内，计数电路做减计数的时间减小且做加计数的时间增大，该半工频周期的计数值CT将大于预设值，从而表明输出电流lout偏低。
[0094]在功率变换器的工作期间，前一个半工频周期结束时的计数值CT作为下一半工频周期开始时的计数初始值。由于每个半工频周期的计数初始值相对于预设值的变化，因此，每个半工频周期中的初始最大导通时间Ton_max也不再是固定的，而是根据前一个半工频周期结束时的计数值动态调整，即根据前一个半工频周期的等效占空比动态调整。如果在前一个半工频周期检测到等效占空比大于参考占空比，则在下一个半工频周期中，初始最大导通时间Tonjnax将减小。如果在前一个半工频周期检测到等效占空比小于参考占空比，则在下一个半工频周期中，初始最大导通时间Tonjnax将增大。
[0095]最大导通时间电路380实际上提供最大导通时间Ton_max相对于等效占空比D的负反馈环路，使得最大导通时间Ton_max的动态调整将等效占空比D维持为大致等于参考占空比Dref，实现输出电流lout的闭环控制，从而维持输出电流lout恒定。
[0096]在该实施例中，最大导通时间电路380利用计数电路383在不同频率时钟信号下的计数值，调整最大导通时间Ton_max的数值。如上所述，在每个半工频周期Tin内，最大导通时间Ton_max始终在动态变化，如图5(d)所示。
[0097]在替代的实施例中，最大导通时间电路可以包括两个独立的计数电路，分别获得高电平持续时间TDon和低电平持续时间TDoff，在前一个半工频周期结束时计算等效占空比D，并且根据前一个半工频周期的等效占空比调整后一个半工频周期的最大导通时间Ton_maxo最大导通时间电路是最大导通时间Ton_max相对于等效占空比D的负反馈环路，使得最大导通时间Ton_max的动态调整将等效占空比D维持为大致等于参考占空比Dref，实现输出电流lout的闭环控制，从而维持输出电流lout恒定。在该替代的实施例中，在每个半工频周期Tin内，最大导通时间Ton_max可以维持不变。
[0098]图7示出图6所示的最大导通时间电路中的等效占空比信号获取电路的实例的示意性框图。在该实例中，等效占空比信号获取电路381包括比较器3811。比较器3811的同相输入端和反相输入端分别接收电流检测信号Sa和电流参考信号l/2Ipk_ref，输出端提供信号TD。
[0099]当电流检测信号Sa大于l/2Ipk_ref时，信号TD为高电平，否则为低电平。因此，信号TD的波形是等效占空比D的矩形波，如图5(c)所示。在半工频周期Tin内，等效占空比D是电感电流的峰值由l/2Ipk-ref到再次变为l/2Ipk_ref的时间段占半工频周期Tin的比。
[0100]图8示出图6所示的最大导通时间电路中的等效占空比信号获取电路的实例的示意性框图。在该实例中，等效占空比信号获取电路381包括第一比较器3812、第二比较器3813、RS触发器3814。第一比较器3812的同相输入端和反相输入端分别接收电流检测信号Sa和电流参考信号Ipk_ref，输出端连接至RS触发器3814的置位端。第二比较器3813的同相输入端和反相输入端分别连接至地和接收电流检测信号Sa，输出端连接至RS触发器3814的复位端。RS触发器3814的输出端提供信号TD。
[0101]当电流检测信号Sa大于Ipk_ref时，第一比较器3812产生高电平信号，使得RS触发器3814从低电平转换至高电平。当电流检测信号Sa变为零时，第二比较器3813产生高电平信号，使得RS触发器3814从高电平转换至低电平。因此，信号TD的波形是等效占空比D的矩形波，如图5(c)所示。在半工频周期Tin内，等效占空比D是电感电流的峰值从升高到Ipk-ref起到变为0的时间段占半工频周期Tin的比。
[0102]图9为根据本发明的实施例的功率变换器的示意性框图。在图9所示的实施例中，功率变换器1