专利名称：使用共享基准振荡器的多模式无线通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及多模式无线通信设备，即，可以在诸如所谓第三代(3G)无线通信的多种不同模式中的一种模式下工作的设备，第三代(3G)无线通信可以在通用移动电信系统(UMTS)和全球数字移动电话系统(GSM)模式、或GSM和增强的数字GSM设备(EDGE)和时分多址(TDMA)模式下工作。
然而，这种方法的缺点是由于它需要多个不同晶振(这通常是非常昂贵的，其价格由所需要的工作频率的精度决定)，所以它的成本很高，每一个晶振都需要自动频率控制(AFC)，这进一步增加了成本和电路的尺寸。
同样，在MA之间的快速切换(例如，从GSM到WBCDMA、或从WBCDMA到GSM、或从GSM到EDGE、或从EDGE到WBCDMA)需要在使用不同的MA的不同基站之间保持时基(timebase)同步，并具有“沉睡(deep sleep)”模式(通电和断电)的能力。
国际专利申请号WO-A1-9821819(诺基亚)描述了在移动通信设备中使用的频率发生器。频率发生器具有为多种不同的模式生成不同的频率的能力。
由共同的基准频率振荡器产生不同的频率。执行路特格尔分配(Luteger division)以产生各种不同的输出频率。
因此所需要的是一种可以减轻上述缺点的，使用共享时钟脉冲源的多模式无线通信资源的多模无线通信设备。
发明综述如同在权利要求1中所要求的，本发明的第一个方面提供了一种使用共享时钟脉冲源的多模式无线通信设备。
如同在权利要求7中所要求的，本发明的第二个方面提供了一种在使用共享时钟脉冲源的多模式无线通信设备中使用的集成电路。
简言之，在本发明的优选实施例实现了对GSM/TDMA/EDGE的同步时基监视，它使用累加器(Accumulator)型“层1(Layer 1)”计时器，从而不需要一个或多个二级基准锁相环(PLL)。使用累加器层1计时器就可以在GSM同步规范(GSM5.10)和TDMA同步规范所规定的相同要求下，只通过数字装置而不需要使用额外的专用基准PLL来实现，并省去了多个集成电路(IC)引脚和多个外部组件。同样，通过使用累加器层1计时器，就不需要实时的软件调节。
优选实施例描述总之，在本发明的优选实施例实现了对GSM/TDMA/EDGE的同步时基监视，它使用累加器型“层1”计时器，从而不需要一个或多个二级基准锁相环(PLL)。使用累加器层1计时器就可以在GSM同步规范(GSM5.10)和TDMA同步规范所规定的相同要求下，只通过数字装置而不需要使用额外的专用基准PLL来实现，并省去了多个集成电路(IC)引脚和多个外部组件。同样，通过使用累加器层1计时器，就不需要实时的软件调节。
如
图1中所示，多模式蜂窝无线电话收发器100使用基于单个信号频率晶振110的共享时钟脉冲源，连接信号频率晶振110以驱动基准PLL部件120、N分频(fractional N)PLL部件130、(包括自动频率控制-afc-检测和测量的)模拟/数字控制部件140、和为了在设备的各种工作模式中分别使用而分别提供累加器型“层1”计时器的(如同将在下面更详细的描述的)空中接口计时器部件150。多模式无线通信设备还具有RX/TX部件160，它从基准PLL部件120接收接收/发射频率信号fovs_RX/fovs_TX，并接收从N分频PLL部件130输出的信号。RX/TX部件160还与控制部件140交换接收/发射数据信号RXDataSSI/TXDataSSI，控制部件140为N分频PLL部件130提供频率校正信号afc，(如同将在下面更详细的描述的)还为空中接口计时器部件150中的空中接口计时器分别提供频率校正信号(1+afc)*Den/Num。
空中协议计时器单元。
现在再参考图2，在空中接口计时器部件150中，每个累加器类型“层1”计时器200包括求和元件210和寄存器220。寄存220在晶振频率fxtal/2下驱动，求和元件210对寄存器220的输出和来自图1的控制部件140的校正值(1+afc)Den/Num进行求和。因此寄存器220的输出包括L-位值，它的K位代表整数值，L-K位代表小数值。
因此应当理解每个计时器200都执行这个函数TimerValue(n)＝TimeValue(n-1)+(1+afc)Den/Num这里afc是频率校正值，它可以是正值或负值，n是晶振频率fxtal/2的每个时钟周期的分度时间(index time)，Den/Num是在用于计时器操作模式的时钟频率和由晶振提供的时钟频率(例如，TDMA频率和GSM频率，即，Den/Num＝19.44Mhz/13Mhz＝486/325)之间的比率。
考虑案例1，其中层1计时器作为GSM的时基使用，那么Num＝Den＝1。
假如afc＝0，即，没有晶振频率误差，那么计时器的值就开始于0、1、2、3、4...，这样它的值就与fxtal/2的时钟周期数相对应。
假设afc＞0，并有(比如)-20％的晶振频率误差，即，afc＝+1/5，那么计时器的值就开始于0、1.2、2.4、3.6、4.8、6、7.2...，这样计时器就已经由afc的值校正了。因此计时器的寄存器值就与空中协议的时间值(timing value)相对应了。这个寄存器值将包含超过K位的非小数和超过K位的小数。因此在这个案例中，计时器的分辨率(resolution)就等于afc/fxtal/2，计时器的精度就是2/fxtal。
考虑案例2，其中层1计时器作为TDMA的时基使用，那么它同样可能要输入校正值
Den/Num(1+afc)＝19.44Mhz/13Mhz＝486/325*(1+afc)以计算在使用13Mhz时钟的时候相当于经过多少个19.44Mhz的时钟周期和片段。
在图3中显示了用于GSM/TDMA/EDGE模式的多模式的无线“时钟树”300。
使用了两个如同在图2中显示的累加器型“层1”计时器来分别计算与不同的模式相关的时基。每个层1计时器累加器都由(例如)26Mhz的晶振时钟来控制时间并按上述方式操作。
应当理解，即使按照这种方式以百万分之零点二(0.2ppm)的精度来计算时基，层1计时器也只在2*Txtal(Txtal是从晶振频率fxtal导出的发射频率)的上升或下降沿触发，这样计时信号就在2*Txtal(＝Tb/24，如果Txtal＝1/13MHz的话)的精度内上升或下降，这远远低于GSM所规定的Tb/4的精度。
应当理解，在上述具有两个分别用于GSM和TDMA模式的累加器型“层1”计时器的实施例中，两个计时器直接使用晶振时钟而(如果它在处于“沉睡”模式时打开或关上)不需要具有第二基准DLL的稳定时间。然而还应当理解，为了接收或发射TDMA短脉冲，由于它用于产生在收发器的RX和TX组件中所需要的过采样(oversampling)时钟，所以需要使用于从26Mhz晶振中产生19.44Mhz的频率的第一基准PLL稳定。
如上所述，多模式蜂窝无线电话收发器100使用直接的N分频合成器(130)，它的高位通过使用(例如)24位多重累加器来划分(fractionalization)，来为RX和TX VCO(例如，在DOC-数据编码方式-频带中的3Hz)实现数字微调AFC校正。
如上所述，尽管通过在N分频(GSM5.10中的第6.1节)PLL部件130上使用数字AFC，MS(移动站，即，多模式蜂窝无线电话接收器100)载频的精度可以达到在0.1ppm以内，GSM(和EDGE)规范仍然需要让MS的内部时基与从BTS(收发基站)接收到的信号保持Tb/4精度的一致性，这里Tb是码元比特周期。同样，在多达64个SACCH(慢速随路控制信道(Slow Associated Control Channel))的块周期(block period)的暂时信号全损(total loss)期间，MS必须用精度在0.2ppm之内的时钟刷新它的时基。
这表示基带IC必须应当能够将它的内部时基(层1计时器)与从BTS接收到的信号保持Tb/4精度的一致性。除了生成诸如类似计时的RX或TX短脉冲窗口的层1计时器之外，再没有任何需要AFC校正的了。
例如，在控制部件140中，因为它是用于计算速度的，所以从基带PLL生成的DSP时钟不需要与AFC相关的精度。尽管RX和TX SSI接口使用时钟来同步从收发器IC到基带IC的数据传输，这个时钟是从fovs_RX和fovs_TX时钟导出的。然而，数据传输是由层1计时器系统经RX_ACQ和DMCS触发的。然后这个信号将使时钟信号可以传送。
在RX端，DSP将使用用于GSM的频率校正短脉冲方法或用于TDMA的其它方法来测量接收器的频率误差，然后将向RX主合成器提供AFC值来对频率漂移(frequency shift)进行补偿。
在以前使用高IF值(例如400MHz)的接收器(例如，超外差式接收器)中，由于仅对主LO进行AFC校正，所以IF按频率误差漂移以补偿没有得到AFC校正的第二LO。这个IF漂移值等于IF*Dppm，对于高的IF值来说，它可能会移动到临近SAW滤波器的边缘的不理想的频段(例如，400Mhz*20ppm＝8Khz)。这也考虑到了具有双重上变换(例如，TX IF＝88Mhz)的发射器的情况，这种发射器具有通过DAC直接校正和调整的晶振，这样由于基准得到了校正，所以所有的LO(RX TX)就都已经AFC调节过了。
然而在直接和IF很低的转换接收器/发射器中，情况是完全不同的。在接收器中，IF是很小的或等于零的，因此在AFC校正之后产生的频率漂移是可以忽略的(例如，115KHz*20ppm＝2.3Hz)。这就为什么是在上述实施例中将fovs_RX的值选为fxtal/2＝13Mhz的原因。
在TDMA模式中，接收器的A/D和滤波需要fovs_RX＝3.888MHz＝19.44MHz/5的时钟。这个时钟从基准PLL导出。
在GSM模式中，在发射器端，AFC校正加入到GMSK频率调制中，并应用于多累加器FRACN合成器以补偿晶振误差和满足0.1ppm的RF输出精度的需要。GSM脉冲整形在fovs_TX＝fxtal/6＝4.333Mhz的频率上进行。
在EDGE模式中，在发射器端，应用AFC校正以将主LO TX的输出RF频率的精度维持在0.04ppm之内。同样，I/Q调制操作在fovs_TX＝fxtal/6＝4.333Mhz的相似频率上进行。然而，由于IQ所生成的信号使用的是非校正晶振时钟，IQ调制器就会产生相位误差。然而，如同将在下面解释的，这个相位误差是非常小的。
例如，假设调制器在调制频率f调制＝67.7KHz＝fxtal/384下产生测试音。非校正时钟将从包含所需的脉冲整形的查询ROM表中读取信息。将出现值为fxtal*Dppm/384(例如，等于26Mhz*20ppm/384＝1.35Hz)的频率误差。可能首先会想到通过在主LO上用AFC来补偿这个误差；然而。这个误差是非常数的、并随调制而变化。频率误差可以达到+/-1.35Hz，这将导致在577μs的一个时隙的TX中产生+/-577μs*1.35Hz*360＝0.28度的峰值相位误差。如果使用两个TX时隙，那么所添加的峰值相位误差将是相对较小的0.56度。
由于EDGE类型调制的原因，频率误差将不是常数。这将导致相位类型的误差。对于200KHz的最大频率偏移来说，这将导致在一个时隙的TX中的0.84度峰值相位误差。
最后，在累加器型层1计时器中的AFC校正按照上述方式执行，如上所述，将不需要任何第二基准PLL。
在图4中显示了用于包含GSM和WBCDMA模式的双重模式中的无线“时钟树”。
使用两个如图2中所示的累加器型“层1”计时器410和420来计算与GSM网络和UMTS网络相关的时基。每个层1计时器累加器都由26Mhz的晶振时钟(这个时钟的频率只是一个例子；如果需要用于WBCDMA的附加实时处理而没有可以用来存储I和Q数据值的样本缓存，对于UMTS时钟来说它可以选择15.36Mhz的频率)来控制时钟。用于GSM累加的累加器只用1加AFC误差，称为AFC_GSMbs，这是晶振频率误差(或f_层1时钟)与GSM基站基准时钟的比值；用于UMTS累加的累加器用1加AFC误差，称为AFC_UMTSbs，这是晶振频率误差(或f_层1时钟)与UMTS基站基准时钟乘以比率的比值，这个比率等于UMTS基准时钟频率除以晶振频率(或f_层1时钟)。
累加器计时器可以随不同的AFC的值而调整增加，AFC的值依赖于两个或多个具有不同的基准频率调节的基站之间的MS的频率误差(在UMTS中，基站规定了在GSM和UMTS基站之间的频率误差为0.05ppm，这可能会导致在移动单元中产生0.1ppm的误差，这个误差也可以加入到由于不同的接收RF频率而在GSM和UMTS基站之间产生的多普勒频率误差中)。
当在沉睡模式下工作和选择f_层1时钟等于实时时钟脉冲源(例如，32.768KHz)的时候，层1累加器的输入值可以改变。输入值根据在32.768KHz和晶振时钟脉冲源之间的频率关系变化，它通常在沉睡模式中的无线频率里测量。因此，只有与32.768KHz的信号相关的晶振时钟频率才需要不断的追踪。
当然，应当理解，本发明和上述实施例(一个或多个)易于在包含于一个或多个集成电路中的集成电路中使用，以一个或多个集成电路来实施，其中，本发明的优点很显著地体现。
应当理解，上述使用共享时钟脉冲源的多模式无线通信设备提供了下述优点●支持同时进行的多模式操作。
●低位计算(low part count)和节约费用(例如，3G UMTS无线设备需要$1.5，并省去外部组件)。
●由于只通过晶振设置时间，所以可以迅速从“沉睡模式”恢复。
●由于晶振时钟可以切断和可以使用(例如，32KHz的)RTC时钟作为时基，所以简化了在多模式无线设备中的“沉睡模式”，它只需要对32KHz与一个信号晶振时钟频率的比值关系进行追踪，而不需要对各种时钟频率进行追踪。
●由于那些硬件资源是由从保持同步的一个基准时钟导出的一个时钟源来控制时间的，所以通过允许为所有模式共享硬件资源(DSP、存储器、微控制器、等等)，简化了数字信号的处理。
权利要求
1.一种使用共享时钟脉冲源(110)的多模式无线通信设备(100)，其包括连接到晶振(110)以从其中导出由AFC控制的时钟脉冲源信号的装置；基准PLL(120)，用于接收所述时钟信号源信号和从其中导出要传送给所述无线设备的RX部件和/或TX部件(160)的不同时钟信号(fovs_Rx，fovs_TX)；和多个累加器计时器(150)，每个都分别用于在所述多模式中的一种模式下维持时基的同步，其中，安排所述多个累加器中的每一个来使用从所述AFC装置导出的信号以及代表在所述时钟源信号频率和所述多模式中的一种模式的频率之间的比率的信号((1+afc)*Den/Num)来作为它的增加信号。
2.如权利要求1中所述多模式无线通信设备，其中所述多模式中的多个不同的模式的A/D或D/A部件(140)从所述时钟信号源或所述基准PLL导出它们的时钟信号。
3.如权利要求1或2中所述多模式无线通信设备，其中所述计时器累加器(150)由相同的时钟信号驱动，所述时钟信号从下列几项中选出所述时钟信号源；或所述基准PLL时钟输出；或当在沉睡模式下工作时的实时时钟信号源。
4.如权利要求3中所述多模式无线通信设备，其中，根据选择的时钟信号，所述累加器计时器递增不同信号。
5.如前面任何一权利要求中所述的多模式无线通信设备，其中，所述累加器计时器(150)增加不同AFC值，AFC值依赖于在两个或多个具有不同基准频率调节的基站之间的无线通信设备的频率误差。
6.如前面任何一权利要求中所述的多模式无线通信设备，其可以在多种模式中工作，这些模式从下面选出通用移动电信系统(UMTS)；全球数字移动电话系统(GSM)；增强的数字GSM设备(EDGE)；和时分多址(TDMA)。
7.一种用于使用共享时间信号源(110)的多模式无线通信设备(100)中的，集成电路设备，所述集成电路设备包括连接到晶振(110)以从其中导出由AFC控制的时钟源信号的装置；基准PLL(120)，用于接收所述时钟信号源信号和从其中导出要传送给所述无线设备的RX部件和/或TX部件(160)的不同时钟信号(fovs_Rx，fovs_TX)和多个累加器计时器(150)，每个都分别用于在所述多模式中的一种模式下维持时基的同步，其中，安排所述多个累加器中的每一个来使用从所述AFC装置导出的信号以及代表在所述时钟源信号频率和所述多模式中的一种模式的频率之间的比率的信号((1+afc)*Den/Num)来作为它的增加信号。
8.如权利要求7中所述集成电路，还包括数字信号处理电路，数字信号处理电路使用从单个信号时钟源导出的时钟，因此多模式处理就共享所述相同的处理模块。
全文摘要
多模式无线通信设备100为使用累加器类型“层1”计时器(150)的GSM/TDMA/EDGE提供同时进行的时基监视，从而不需要一个或多个二级基准锁相环(PLL)。使用这种计时器就可以只通过GSM和TDMA的数字设备，而不需要附加的专用基准PLL就能实现同步的需要，并可以省去多个集成电路(IC)引脚和若干外部组件。同样，使用这种计时器，就不需要实时的软件调节。这就提供了下述优点支持同时进行的多模式操作；低位计算和节约费用；由于只通过晶振设置时间，所以可以迅速从“沉睡模式”恢复；由于只需要对一个信号晶振时钟频率关系，而不是各种时钟频率进行追踪，所以简化了多模式沉睡模式；由于那些硬件资源是由从保持同步的一个基准时钟导出的一个时钟源来控制时间的，所以通过允许为所有模式共享所述相同的硬件资源就简化了对数字信号的处理。
文档编号H03D7/16GK1479967SQ01820155
公开日2004年3月3日 申请日期2001年9月18日 优先权日2000年12月7日
发明者纳迪姆·赫拉特, 纳迪姆 赫拉特 申请人:摩托罗拉公司