专利名称：振荡电路和l负载差动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及振荡电路和L负载差动电路，更特定地说，涉及应用了LC谐振电路的振荡电路和可安装于该振荡电路中的L负载差动电路。
背景技术：
在以移动电话为代表的无线装置中，为了进行将接收信号变换为可解调的低频信号的频率变换以及将发送信号变换为高频信号的频率变换，要应用本地振荡电路，该本地振荡电路在要求宽振荡频率范围的同时，还要求在振荡频率附近的噪声(相位噪声)也低。
作为本地振荡电路之一的电压控制振荡电路(VCO)是利用了电路的正反馈的振荡现象的电路，可利用控制信号来控制振荡频率。一般来说，对于VCO，有利用谐振电路的方法和利用电路的延迟时间的方法。
作为利用了谐振电路的VCO，例如如文献「A.Yamagishi等人，“A Low-Voltage 6-GHz-Band CMOS Monolithic LC-Tank VCO Usinga Tuning-Range Switching Technique”(“一种应用调谐范围切换技术的低电压6千兆赫频带CMOS单片LC振荡回路VCO”)，IEICETrans.Fundamentals，vol.E84-A，no.2，Feb.2001.」所述的那样，作为利用了晶体管正反馈电路的负电阻特性的振荡电路，已知有负电导LC振荡电路。本振荡电路由于采用由电感元件和电容元件构成的LC谐振电路，所以得到良好的相位噪声特性，可望应用于便携式无线装置用的VCO中。
这里，以负电导LC振荡电路为例说明现有的VCO的结构和工作。
现有的VCO采用由2个电感元件和2个二极管元件构成的LC谐振电路以及由晶体管的栅和漏交互连接的2个晶体管构成的正反馈电路构成。
在本结构中，当假定各晶体管的互导为gm时，由于正反馈电路的输入阻抗Rin为Rin＝-2/gm，所以若输入阻抗的绝对值|Rin|与谐振电路的等效并联电阻相等或比它小，则VCO发生振荡。这里，假定2个电感元件的电感为L1＝L2＝L，可变结电容为Cvar，则此时的振荡频率fosc用式(1)给出。
fosc=12πLCvar---...(1)]]>因此，振荡频率fosc的控制可借助于与二极管元件连接的控制电压使结电容Cvar可变来进行。
再有，VCO的振荡振幅Aosc用式(2)表示，其值与振荡频率fosc成正比。
Aosc∝2πfoscL…(2)可是，内置于上述差动结构的VCO内的LC谐振电路在1～2GHz的用途中，从集成化时的面积方面看，集总常数的LC形状为主流。作为电容元件，主要使用可变电容器(变容二极管)。另一方面，电感元件采用由螺旋形状布线和引线布线构成的螺旋电感器，一般与晶体管元件一起在同一基板上形成。
因此，电感元件的电感唯一地取决于螺旋的形状，只要不改变掩模设计，就无法加以调整。
另一方面，在同一基板上形成的晶体管元件由于制造工序的离散性，未必表现出如设计那样的特性，与电感元件之间引起阻抗不匹配，成为成品下降的主要原因。
因此，最近例如如特开平7-142258号公报和特开平8-162331号公报中所述的那样，即使在将电感元件组装到电路中的状态下，也提出了可使电感变化的多种电感可变元件。
例如，在特开平7-142258号公报中所述的电感可变元件包含在半导体衬底上隔着绝缘膜形成的螺旋电极和用于将该螺旋电极的各圈部分短路的开关电路而构成。
在该结构中，如果开关电路按照规定的施加电压被驱动至导通状态，则对应的螺旋电极的各圈部分被局部地短路。其结果是，由于电感可变元件的圈数发生变化，可使作为整体的电感发生变化。
如上所述，现有的VCO中的振荡频率fosc的控制由可变电容Cvar进行。然而，由于随着可变电容Cvar的增加，LC谐振电路的等效并联电阻降低，在高电容值下，产生VCO偏离振荡状态的可能性，宽的振荡频率范围变得难以实现。
此外，因为VCO的振荡振幅Aosc与振荡频率fosc成正比，所以在低频频段，振荡振幅Aosc下降，振荡信号的信噪比减小，从而产生了相位噪声特性恶化的问题。
另外，在上述电感可变元件中，发生了起因于与电感元件串联连接的开关电路的导通电阻的Q值下降的不良情形。因此，在用该电感元件构成的振荡电路中，招致相位噪声特性的恶化。
发明内容
本发明的目的在于，提供包括了宽的振荡频率范围和低的相位噪声特性的振荡电路。
本发明的另一目的在于，提供安装在该振荡电路内、实现上述性能的L负载差动电路。
按照本发明的一个方面，这是一种利用LC谐振电路的正反馈而振荡的振荡电路，LC谐振电路包含利用开关电路使电感可变的电感可变部与电容元件的并联谐振电路。
按照本发明的另一方面，这是一种由交叉耦合的一对晶体管和以反馈方式与一对晶体管耦合的差动型的LC谐振电路构成的振荡电路，LC谐振电路包含第1和第2电感可变部和第1开关电路，其中，第1和第2电感可变部包含第1和第2输入输出端子，第2输入输出端子被共同连接在固定节点上、使电感可变；第1开关电路被耦合在第1和第2电感可变部的第1输入输出端子之间。各第1和第2电感可变部具有以第1输入输出端子为起始点，在半导体衬底上隔着层间绝缘膜形成的螺旋状的布线层和第1端子被连接到布线层的任意位置、第2端子被共同连接在第2输入输出端子上的多个第2开关电路。如果使振荡电路的多个第2开关电路中的某1个导通，则将布线层上的导通了的第2开关电路的连接位置与第2输入输出端子电耦合在一起。如果第1开关电路随着第2开关电路导通而导通，则将第1和第2电感可变部电耦合在一起。
如以上说明的那样，由于本发明通过使LC谐振电路的电感可变来控制振荡电路的振荡频率，可实现具备宽的振荡频率范围以及低的相位噪声特性的振荡电路，而并不伴之以在低振荡频率频段中的相位噪声特性的恶化。
另外，通过用配置在其间的开关电路使差动型LC谐振电路中内置的2个电感可变部电耦合，构成电感器对，从而可抑制谐振电路的Q值的变差，在电压控制振荡电路中，可得到低的相位噪声特性。再有，如果采取不与电容元件连接的结构，则差动型LC谐振电路也有可能被用作具有高Q值和可变电感的L负载差动电路。
本发明的上述和其它的目的、特征、方面和优点可从结合附图得到理解的、涉及本发明的下面的详细说明中变得明白。
图1是示出本发明实施例1的振荡电路之一例的结构的图。
图2是概略地示出电感可变部的结构之一例的图。
图3是示出开关电路之一例的结构的图。
图4是图2的电感可变部的等效电路图。
图5是在图1的电压控制振荡电路内的电感可变部Lvar1、Lvar2中示出在应用了图2～图4所示的电感可变部时的电路结构的图。
图6是概略地示出图2、图4的电感可变部的第1变例的结构的图。
图7是示出图2、图4的电感可变部的第2变例的结构的电路图。
图8是示出图2、图4的电感可变部的第3变例的结构的电路图。
图9是示出图2的电感可变部的第4变例的结构的电路图。
图10是示出本发明实施例2的振荡电路之一例的结构的电路图。
图11是示出本发明实施例3的振荡电路之一例的结构的电路图。
图12是概略地示出图11的电压控制振荡电路中的开关电路组1的结构的电路图。
图13是图12的开关电路组1的等效电路图。
图14是将图13的开关电路组1从Δ连接变换为Y连接时的等效电路图。
图15是示出图11的电感可变部Lvar1、Lvar2的具体的布局结构的图。
图16是示出本发明实施例3的变例的振荡电路之一例的结构的电路图。
具体实施例方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施例。再有，图中的同一符号表示相同或相当的部分。
(实施例1)图1是示出本发明实施例1的振荡电路的结构的图。再有，在以下的实施例中，作为振荡电路的一个例子，用电压控制振荡电路进行说明。
参照图1，电压控制振荡电路由差动型LC谐振电路和正反馈电路构成，其中，差动型LC谐振电路由使电感可变的电感可变部Lvar1、Lvar2和电容元件C1构成，正反馈电路由N沟道MOS晶体管M1、M2构成。
电感可变部Lvar1、Lvar2分别具有第1和第2输入输出端子，第2输入输出端子被共同地连接在外部电源节点Vdd上。另一方面，第1输入输出端子分别与输出节点OUT、OUTB连接。进而，电容元件被连接在电感可变部Lvar1、Lvar2的第1输入输出端子之间。电压控制振荡电路中的振荡频率fosc可从电感可变部的电感值和电容值求得。
正反馈电路包括被电耦合在电感可变部Lvar1与恒流源Ibias之间的N沟道MOS晶体管M1和被电耦合在电感可变部Lvar2与恒流源Ibias之间的N沟道MOS晶体管M2。
将N沟道MOS晶体管M1、M2中的一个晶体管的栅与另一晶体管的漏交互连接而形成交叉耦合结构。
接着，说明图1的电压控制振荡电路的工作。
参照图1，电压控制振荡电路的正反馈电路由于可视作二端子电路，从N沟道MOS晶体管M1、M2的漏看的输入阻抗Rin可表示为Rin＝-2/gm。这里，gm是各N沟道MOS晶体管的互导。因此，如果输入阻抗Rin的绝对值|Rin|等于或小于LC谐振电路的等效并联电阻的值，则本电路发生振荡。再有，本电路也称为“负电导LC振荡电路”。
这里，在满足上述振荡条件时，如果假定电感可变部Lvar1、Lvar2的电感值为L，电容元件C1的电容值为C1，则本电路的振荡频率fosc用式(3)给出。再有，假定各无源元件和布线等所具有的寄生电容可以忽略。
fosc=12πLC1---...(3)]]>
另外，振荡振幅Aosc用式(4)给出。
Aosc∝2πfoscL …(4)从式(3)可知，振荡频率fosc随电感值L而变化。例如，如增大电感值L，则振荡频率fosc下降。这时，参照式(4)，由于振荡频率fosc随电感值L的增加而下降，所以即使在低频频段，也可抑制振荡振幅Aosc变差。因此，在现有的VCO中，可避免在低的振荡频率频段中看到的基于振荡振幅的下降而造成的相位噪声特性的变差。
这里，说明在图1的电压控制振荡电路中构成LC谐振电路的电感可变部Lvar1、Lvar2的具体的结构例。
图2是概略地示出电感可变部Lvar1、Lvar2的结构之一例的图。由于电感可变部Lvar1、Lvar2为同一结构，在该图中，代表性地对电感可变部Lvar1进行说明。
参照图2，电感可变部Lvar1包含在未图示的半导体衬底上隔着层间绝缘膜而形成的螺旋状的布线层和开关电路SW1～SW3。
螺旋状的布线层例如用铝或铜等金属材料形成，其形状不限于图2那样的方形，也包含其它的多边形及圆形等。
开关电路SW1～SW3分别将第1端子与螺旋状布线层的各圈连接，将第2端子与电感元件的输入输出端子连接。分别将用于控制导通/关断动作的控制信号S1～S3输入到开关电路SW1～SW3中。
图3是示出开关电路SW1～SW3的结构之一例的图。
参照图3，开关电路SWn(n为1以上、3以下的自然数)例如可用N沟道MOS晶体管10构成。N沟道MOS晶体管10如被施加作为对栅的控制信号Sn的控制电压Vsw，则N沟道MOS晶体管10根据该电压电平而导通/关断。如控制电压Vsw为H(高电位)电平，则N沟道MOS晶体管10导通，螺旋状布线层的对应部分与电感元件的输入输出端子电耦合。另一方面，如控制电压Vsw为L(低电位)电平，则N沟道MOS晶体管10关断。由此，螺旋状布线层的对应部分与电感元件的输入输出端子电隔离。
因此，在多个开关电路之中选择1个开关电路，输入H电平的控制电压Vsw，对剩下的开关电路，输入L电平的控制电压Vsw，从而可得到所希望的电感值。
再有，在图2结构的电感可变部中，由于对螺旋状布线层的各圈设置开关电路SW1～SW3，可得到离散的电感值。
另外，在图3中，使用N沟道MOS晶体管作为开关电路，但也可以不是N沟道MOS晶体管，而是双极晶体管或GaAsMESFET(金属-半导体场效应晶体管)。
图4是图2的电感可变部Lvar1的等效电路图。
参照图4，通过对各圈设置的开关电路SW1～SW3，电感可变部被分割为3个电感元件L1、L2、L3。这里，假定各电感元件的电感值分别为L1、L2、L3。
例如，在使开关电路SW1导通时，全部电感元件的电感值为L1。另外，使开关电路SW2导通时的电感值为(L1+L2)。这样，通过有选择地使开关电路SW1～SW3中的某1个导通，所得到的电感值被设定为取L1以上、(L1+L2+L3)以下的可变范围的离散值。
图5是在图1的电压控制振荡电路内的电感可变部Lvar1、Lvar2中示出在应用了图2～图4所示的电感可变部时的电路结构的图。
在图5的电压控制振荡电路中，图1的LC谐振电路中的电感可变部Lvar1、Lvar2用图4所示的等效电路表示，对各圈设置开关电路SW1～SW3、SW1d～SW3d。LC谐振电路的电容元件C1和正反馈电路的电路结构与图1的VCO是一样的。因此，详细的说明从略。
开关电路SW1和SW1d构成1组开关电路组。同样，开关电路SW2和SW2d、以及开关电路SW3和SW3d各自构成1组开关电路组。
在本结构中，在3组开关电路组之中选择某1组开关电路组，使开关电路SWn和SWnd导通。这时，仍使剩下的开关电路组的各开关电路关断。例如，如使开关电路SW1、SW1d导通，则电感可变部Lvar1、Lvar2的电感值均为L1。即，通过有选择地使开关电路组中的1组导通，如上所述，可使电感可变部的电感取L1以上、(L1+L2+L3)以下的可变范围以离散方式变化。其结果是，电压控制振荡电路的振荡频率fosc的可变范围可用式(5)表示。
12π(L1+L2+L3)C≤fosc≤12πL1C---...(5)]]>
再有，在该振荡频率可变范围之中，即使在低频频段，振荡振幅Aosc也不随电感L的增加而变差，从而不会招致相位噪声的变差。
因此，按照本发明的实施例1，可实现具有宽的振荡频率范围和低的相位噪声特性的电压控制振荡电路。
(实施例1的变例)这样，本实施例的振荡电路借助于在LC谐振电路中采用电感可变部而改善了振荡频率可变范围与相位噪声特性的折衷关系。关于电感可变部，利用切换在电感元件的螺旋状布线层上设置的多个开关电路，可很容易得到各种电感值。以下，就电感可变部的结构来说明另一变例。
图6是概略地示出图2、图4的电感可变部Lvar1的第1变例的结构的图。再有，关于电感可变部Lvar2，由于其结构与电感可变部Lvar1相同，所以其说明从略。
参照图6，电感可变部Lvar1在螺旋状布线层的每1/4圈上设置开关电路SW1～SW4，成为在图2、图4的电感元件中还增设了开关电路的结构。
即使在本结构例中，也因为有选择地使开关电路SW1～SW4中的某1个导通，可得到所希望的电感。进而，通过增加开关电路的配置数目，在拓宽电感值的可变范围的同时，使得更细致的控制成为可能。
因此，如果将图6的电感可变部安装在图1的电压控制振荡电路的LC谐振电路中，则可拓宽振荡频率fosc的频率可变范围，同时使得更细致的控制成为可能。再有，开关电路的配置数目和对螺旋状布线层的连接位置不限于本实施例，可任意地进行调整，从而可得到所希望的振荡频率。
进而，即使在频率可变范围的低频频段，利用大的电感也可抑制振荡振幅Aosc的减少，从而避免了相位噪声特性的变差。
(实施例1的变例2)图7是示出图2、图4的电感可变部Lvar1的第2变例的结构的等效电路图。
参照图7，在图4的电感可变部的等效电路中，电感可变部Lvar1除了在各圈设置的开关电路SW1～SW3外，还成为新增了开关电路SW4、SW5的结构。
在输入输出端子1与输入输出端子2之间，开关电路SW4与电感元件L1～L3并联连接。在输入输出端子1与开关电路SW2的1个端子之间，开关电路SW5与电感元件L1、L2并联连接。
在该结构中，通过使开关电路SW1～SW5有选择地导通，能使电感以更细的阶梯状变化。例如，在仅使开关电路SW1导通时，得到电感值L1。如仅使开关电路SW2导通，则电感值为(L1+L2)。同样，如使开关电路SW3导通，则电感值为(L1+L2+L3)。
此外，如使开关电路SW4、SW3导通，则电感值基本上为0。另外，如使开关电路SW5、SW3导通，则电感值为L3。
这样，通过对多个开关电路进行导通/关断组合，可使电感发生细致的变化。因此，如果将图7的电感可变部应用于图1的电压控制振荡电路的LC谐振电路中，则可拓宽振荡频率fosc的频率可变范围，同时使更细致的控制成为可能。
(实施例1的变例3)图8是示出图2、图4的电感可变部Lvar1的第3变例的结构的电路图。
参照图8，在图2所示的的电感元件的等效电路中，电感可变部Lvar1除了在各圈设置的开关电路SW1～SW3外，还成为新增了开关电路SW4～SW9的结构。
开关电路SW4～SW6分别与电感元件L1～L3并联连接。开关电路SW7被并联连接在电感元件L2的一端与电感元件L3的一端之间。开关电路SW8被并联连接在电感元件L1的一端与电感元件L2的一端之间。开关电路SW9被并联连接在电感元件L1的一端与电感元件L3的一端之间。
在该结构中，通过使开关电路SW1～SW9有选择地导通，可得到对图2和图7所示的电感可变部进行更细致地控制的电感值。
例如，如使开关电路SW2、SW4导通，则可得到电感值L2。另外，通过使开关电路SW3、SW8导通，得到电感值L3。另外，如使开关电路SW3和SW4导通，则得到电感值(L2+L3)。
这样，通过对多个开关电路进行导通/关断组合，可在电感的可变范围内进行更细致的设定。因此，如果将图8的电感可变部安装于图1的电压控制振荡电路的LC谐振电路中，则可拓宽振荡频率fosc的频率可变范围，同时使更细致的控制成为可能。
(实施例1的变例4)图9是示出图2的电感可变部Lvar1的第4变例的结构的电路图。
参照图9，电感可变部Lvar1包括电感值不同的多个电感元件L1～L3和在各电感元件中的未图示的螺旋状布线层的一端与输入输出端子之间耦合的开关电路SW1～SW3。
图2的电感可变部通过在1个螺旋状布线层上配置多个开关电路，使电感可变，与此相对照，图9的电感元件却在1个螺旋状布线层上形成包括1个开关电路的结构。因此，在图9的电感可变部，通过仅使与具有所希望的电感值的电感元件对应的开关电路导通，即可使电感变化。
由于本结构的电感可变部并联配置在多个螺旋状布线层上，虽然电路规模增大，但每1个电感元件的开关电路数目却减少了，从而具有电路结构简洁的优点。
(实施例2)图10是示出本发明实施例2的振荡电路之一例的图。再有，与实施例1一样，作为振荡电路的一个例子，用电压控制振荡电路进行说明。
参照图10，本图中的电压控制振荡电路相对于图1中的电压控制振荡电路而言，其不同点在于构成LC谐振电路的电容元件的电容量可变，对于共同的部分就不重复说明了。
LC谐振电路由被分别耦合在外部电源节点Vdd与输出节点OUT、OUTB之间的电感可变部Lvar1、Lvar2和被连接在电感元件Lvar1、Lvar2的第1输入输出端子之间的可变电容元件Cvar构成。以下，假定各无源元件的电感值和电容值分别为L、C。
在本结构中，如忽略各无源元件及布线等的寄生电容等，则电压控制振荡电路的振荡频率fosc用式(6)给出。
fosc=12πLC---...(6)]]>另外，振荡振幅Aosc由式(7)给出。
Aosc∝2πfosc·L …(7)从式(6)可知，由于振荡频率fosc由电感值L和电容值C这2个变数的组合决定，所以相对于仅取电感为变数的实施例1的电压控制振荡电路，可更加拓宽振荡频率的可变范围。
另外，与实施例1一样，由于振荡频率fosc可随电感值L的增加而下降，所以即使在低的振荡频率下，也可减小振荡振幅Aosc的变差。进而，由于可抑制在低的振荡频率下的相位噪声特性的变差，所以可改善振荡频率的可变范围与相位噪声的折衷关系。
(实施例3)图11是示出本发明实施例3的振荡电路的结构的图。再有，作为振荡电路，以电压控制振荡电路为例进行说明。
参照图11，本图中的电压控制振荡电路相对于图5的实施例1中的电压控制振荡电路而言，形成了在差动型LC谐振电路的电感可变部Lvar1与电感可变部Lvar2之间附加了开关电路SW1dd～SW3dd的结构，对于共同的部分，其说明从略。
本图中的电感可变部Lvar1、Lvar2与图2中的电感可变部Lvar1一样，分别包括配置于各圈上的开关电路SW1～SW3，SW1d～SW3d。
此外，在开关电路SW1、SW1d之间配置开关电路SW1dd。在开关电路SW2、SW2d之间配置开关电路SW2dd。在开关电路SW3、SW3d之间配置开关电路SW3dd。再有，假定用开关电路SW1、SW1d、SW1dd构成1组开关电路组1，用开关电路SW2、SW2d、SW2dd构成1组开关电路组2，用开关电路SW3、SW3d、SW3dd构成1组开关电路组3。
通过选择开关电路组1～3中的某1组，所构成的开关电路SWn、SWnd、SWndd(n为1以上、3以下的自然数)均被驱动至导通状态。其结果是，电感可变部Lvar1与电感可变部Lvar2处于被电耦合的状态，构成了电感器对。
图12是概略地示出图11的电压控制振荡电路中的开关电路组1～3的结构的图。由于开关电路组1～3的结构是相同的，所以代表性地说明开关电路组1的结构。
如图12所示，开关电路SW1、SW1d被分别并联连接在外部电源节点Vdd与电感元件L1之间。此外，开关电路SW1dd被耦合在开关电路SW1、SW1d之间。
以下，说明设置了开关电路SW1dd～SW3dd所造成的效果。
在图11的电压控制振荡电路中，选择1组开关电路组并使之导通。例如，如假定选择开关电路组1，则使开关电路SW1、SW1d、SW1dd导通。由此，在外部电源节点Vdd与输出节点OUT、OUTB之间的电感可变部Lvar1、Lvar2的电感值均被设定为L1。
电感可变部Lvar1、Lvar2进而经开关电路SW1dd成为发生电耦合的状态。仅抽出了此时的开关电路组1的等效电路可在图13中表示出来。再有，电阻元件R是各开关电路的导通电阻。
这里，在图13的由3个电阻元件R构成的等效电路图中，如将电阻元件R的△连接变换为Y连接，则开关电路组1用图14的等效电路给出。如该图所示，构成等效电路的3个电阻元件的电阻值为R/3。因此，被串联连接在内置于图11的电感可变部Lvar1、Lvar2的电感元件的每一个中的电阻分量为R/3。
另一方面，在图5的电压控制振荡电路中，在各电感可变部中与电感元件串联连接的电阻分量为开关电路SW1～SW3、SW1d～SW3d的导通电阻R。即，借助于开关电路SW1dd～SW3dd的插入，可将电阻分量减少至1/3。
LC谐振电路的Q值具有若与电感元件串联连接的电阻分量小则增高，而若电阻分量大则降低的特性。因此，本实施例的电压控制振荡电路中的谐振电路因开关电路SW1dd～SW3dd的电阻分量的减少，与图5的LC谐振电路相比，可得到更高的Q值。作为结果，此事导致电压控制振荡电路的低的相位噪声特性。
再有，本结构的差动型LC谐振电路不仅可应用于本实施例中所示的电压控制振荡电路，还可应用于将差动型LC谐振电路作为负载的差动放大器和混频器，可实现因高Q值而导致的高增益特性和低噪声特性。另外，如果不接电容元件而仅仅作为L负载差动电路应用于该RF电路等，则产生了使电感值可变的特征，从而可实现增益可变的电路。
图15是示出在图11的内置于电压控制振荡电路中的差动型LC谐振电路中，电感可变部Lvar1、Lvar2的具体的布局结构的图。
参照图15，电感可变部Lvar1、Lvar2构成将2个螺旋状布线层组合起来的差动型电感器。对2个电感可变部共同的输入输出端子1被连接到未图示的外部电源节点Vdd上。另一方面，各电感可变部的另外的输入输出端子2、3被分别连接到未图示的电压控制振荡电路的输出节点OUT、OUTB上。
因2个电感可变部用图15所示的差动型电感器构成，当插入开关电路SW1dd～SW3dd时，可将结构制成小巧型而并不伴之以增大电路规模。
如上所述，按照本发明的实施例3，借助于设置在其间的开关电路使2个电感可变部电耦合在一起，构成1个电感器对，可减少与电感元件串联连接的电阻分量，从而可抑制差动型LC谐振电路的Q值的变差，可确保电压控制振荡电路的低的相位噪声特性。
另外，在差动型LC谐振电路中，通过用差动型电感器构成电感器对，可抑制电路规模随着开关电路的插入而增大，可将电压控制振荡电路在布局上制成小巧型。
(实施例3的变例)图16是示出作为本发明实施例3的变例的振荡电路的电压控制振荡电路的结构的电路图。
参照图16，本图中的电压控制振荡电路相对于图11中的电压控制振荡电路，系用各自由多个电感元件构成的电感可变部Lvar1、Lvar2和开关电路SW1dd～SW3dd构成被内置于差动型LC谐振电路中的电感器对。因此，对于与图11的电压控制振荡电路共同的部分，其详细的说明就从略了。
电感器对用与外部电源节点Vdd并联连接的2个电感可变部Lvar1、Lvar2和在电感可变部Lvar1、Lvar2之间配置的开关电路SW1dd～SW3dd构成。
电感可变部Lvar1、Lvar2分别与9所示的结构为同一结构。电感可变部Lvar1包含被分别并联连接在外部电源节点Vdd与电压控制振荡电路的输出节点OUT之间的、电感值不同的多个电感元件L1～L3和被耦合在各电感元件L1～L3与外部电源节点Vdd之间的开关电路SW1～SW3。电感可变部Lvar2也同样地包含被并联连接在外部电源节点Vdd与电压控制振荡电路的输出节点OUTB之间的、电感值不同的多个电感元件L1～L3和被耦合在各电感元件L1～L3与外部电源节点Vdd之间的开关电路SW1d～SW3d。
在本结构中，电感可变部Lvar1、Lvar2分别使多个开关电路SW1～SW3、SW1d～SW3d中的某1个导通，从而可得到所希望的电感值。
进而，在使开关电路SWn、SWnd导通的同时，在被设置于电感可变部之间的开关电路SW1dd～SW3dd之中，使对应的1个开关电路SWndd导通，构成电感器对。由此，与实施例3一样，与电感元件连接的串联电阻分量被减少至R/3。因此，在差动型LC谐振电路中，由于得到高Q值，从而可保证电压控制振荡电路的低的相位噪声特性。
再有，与实施例3一样，本结构的差动型LC谐振电路也可应用于差动放大器和混频器等的RF电路中，使得基于高Q值而导致的高增益特性和低噪声特性成为可能。另外，如果不接电容元件而仅仅作为L负载差动电路应用于该RF电路等，则产生了使电感值可变的特征，从而可实现增益可变的电路。
以上，如实施例1～3所示，本发明的振荡电路通过在差动型LC谐振电路中利用对局部配置于螺旋状布线层上的开关电路的控制，使电感值可变，来控制振荡频率，从而改善了频率可变范围与相位噪声特性的折衷关系。
进而，在实施例3中，在差动型LC谐振电路中经开关电路构成将2个电感可变部电耦合的电感器对，从而减少了与电感元件串联连接的电阻分量，实现了高Q值。通过将本结构的谐振电路配置在电压控制振荡电路中，得到了低的相位噪声特性。
另一方面，由于开关电路的插入损耗对谐振电路的Q值以及电压控制振荡电路的相位噪声特性的影响仍然很大，所以希望插入损耗能进一步降低。
因此，如果用例如耗尽层扩展晶体管(以下，也称为DET)那样的低插入损耗的晶体管构成开关电路，则可进一步改善相位噪声特性。
DET具有从现有的CMOS晶体管中去除了P型阱、P+隔离层和穿通终止层的元件结构，实现了源/漏电极的低的结电容和高的接地电阻，可实现低插入损耗。关于DET的详细的元件结构，请参照例如文献“A 1.4dB Insertion-Loss，5GHz Transmit/Receive Switch UtilizingNovel Depletion-Layer-Extended Transistors(DFTs)in 0.18μmCMOS Process(一种利用了按0.18微米CMOS工艺制作的新颖的耗尽层扩展晶体管(DET)的1.4dB插入损耗、5千兆赫发送/接收开关)”，T.Ohnakado等人，IEEE Symposium on VLSI Technology Digestof Tech.Papers，16.4，Jun 2002.。
虽然已详细地说明并揭示了本发明，但显然应理解为这仅仅是例示性的而非限定性的，发明的宗旨和范围仅由所附的权利要求范围来限定。
权利要求
1.一种振荡电路，它是利用LC谐振电路的正反馈而振荡的振荡电路，其特征在于上述LC谐振电路包含利用开关电路使电感可变的电感可变部与电容元件的并联谐振电路。
2. 如权利要求1所述的振荡电路，其特征在于上述电感可变部包含第1和第2输入输出端子；螺旋状的布线层，以上述第1输入输出端子为起始点，在半导体衬底上隔着层间绝缘膜形成；以及多个上述开关电路，第1端子被连接到上述布线层的任意位置、第2端子被共同连接在上述第2输入输出端子上，如使上述多个开关电路中的某1个导通，则将上述布线层上的上述导通了的开关电路连接的位置与上述第2输入输出端子电耦合在一起。
3.如权利要求2所述的振荡电路，其特征在于上述电感可变部还包含其第1端子与上述多个开关电路中的1个开关电路的第1端子连接、其第2端子与上述多个开关电路中的另1个开关电路的第1端子连接的多个第2开关电路，如使上述多个开关电路中的某1个和上述多个第2开关电路中的某1个导通，则将上述布线层上的上述导通了的开关电路的连接的位置与上述第2输入输出端子电耦合在一起。
4.如权利要求1所述的振荡电路，其特征在于上述电感可变部包含第1和第2输入输出端子；多个螺旋状的布线层，以上述第1输入输出端子为起始点，在半导体衬底上隔着层间绝缘膜形成；以及多个上述开关电路，被耦合在各上述多个布线层的终点与上述第2输入输出端子之间，如使上述多个开关电路中的某1个导通，则在上述多个布线层之中将耦合上述导通了的开关电路的1个布线层的终点与上述第2输入输出端子电耦合在一起。
5.如权利要求3所述的振荡电路，其特征在于上述开关电路包含根据控制电压的电压电平而导通/关断的晶体管元件。
6.如权利要求1所述的振荡电路，其特征在于在上述LC谐振电路中，上述电容元件的电容值还是可变的。
7.一种振荡电路，其特征在于包括交叉耦合的一对晶体管；以及差动型LC谐振电路，以反馈方式与上述一对晶体管耦合，上述LC谐振电路包含上述第1和第2电感可变部，它又包含第1和第2输入输出端子，第2输入输出端子被共同连接在固定节点上、使电感可变；以及第1开关电路，它被耦合在上述第1和第2电感可变部的第1输入输出端子之间，各上述第1和第2电感可变部具有螺旋状的布线层，以上述第1输入输出端子为起始点，在半导体衬底上隔着层间绝缘膜形成；以及多个第2开关电路，第1端子被连接到上述布线层的任意位置、第2端子被共同连接在上述第2输入输出端子上，如使上述多个第2开关电路中的某1个导通，则将上述布线层上的上述导通了的第2开关电路的连接位置与上述第2输入输出端子电耦合在一起，如果上述第1开关电路随着上述第2开关电路导通而导通，则将上述第1和第2电感可变部电耦合在一起。
8.一种振荡电路，其特征在于包括交叉耦合的一对晶体管；以及差动型LC谐振电路，以反馈方式与上述一对晶体管耦合，上述LC谐振电路包含上述第1和第2电感可变部，它又包含第1和第2输入输出端子，第2输入输出端子被共同连接在固定节点上、使电感可变；以及第1开关电路，它被耦合在上述第1和第2电感可变部的第1输入输出端子之间，各上述第1和第2电感可变部具有多个螺旋状的布线层，以上述第1输入输出端子为起始点，在半导体衬底上隔着层间绝缘膜形成；以及多个第2开关电路，被耦合在各上述多个布线层的终点与上述第2输入输出端子之间，如果使上述多个第2开关电路中的某1个导通，则在上述多个布线层之中将连接上述导通了的第2开关电路的1个布线层的终点与上述第2输入输出端子电耦合在一起。如果上述第1开关电路随着上述第2开关电路导通而导通，则将上述第1和第2电感可变部电耦合在一起。
9.如权利要求7所述的振荡电路，其特征在于上述第1和第2电感可变部构成差动型电感元件。
10.如权利要求7所述的振荡电路，其特征在于上述第1开关电路和上述多个第2开关电路包含根据控制电压的电压电平而导通/关断的晶体管元件。
11.如权利要求7所述的振荡电路，其特征在于在上述LC谐振电路中，电容元件的电容值还是可变的。
12.一种L负载差动电路，其特征在于包括具有第2输入输出端子被共同连接在固定节点上、使电感可变的第1和第2电感可变部；以及被耦合在上述第1和第2电感可变部的第1输入输出端子之间的第1开关电路的电感器对，各上述第1和第2电感可变部具有螺旋状的布线层，以上述第1输入输出端子为起始点，在半导体衬底上隔着层间绝缘膜形成；以及多个第2开关电路，第1端子被连接到上述布线层的任意位置、第2端子被共同连接在上述第2输入输出端子上，如果使上述多个第2开关电路中的某1个导通，则将上述布线层上的上述导通了的第2开关电路的连接位置与上述第2输入输出端子电耦合在一起，如果上述第1开关电路随着上述第2开关电路导通而导通，则将上述第1和第2电感可变部电耦合在一起。
13.一种L负载差动电路，其特征在于包括具有第2输入输出端子被共同连接在固定节点上、使电感可变的第1和第2电感可变部；以及被耦合在上述第1和第2电感可变部的第1输入输出端子之间的第1开关电路的电感器对，各上述第1和第2电感可变部具有多个螺旋状的布线层，以上述第1输入输出端子为起始点，在半导体衬底上隔着层间绝缘膜形成；以及多个第2开关电路，被耦合在各上述多个布线层的终点与上述第2输入输出端子之间，如使上述多个第2开关电路中的某1个导通，则在上述多个布线层之中将连接上述导通了的第2开关电路的1个布线层的终点与上述第2输入输出端子电耦合在一起。如果上述第1开关电路随着上述第2开关电路导通而导通，则将上述第1和第2电感可变部电耦合在一起。
全文摘要
本发明的课题是一种振荡电路，它由差动型LC谐振电路和正反馈电路构成，其中，差动型LC谐振电路由包含电感可变部(Lvar1、Lvar2)的L负载差动电路和电容元件C1构成；正反馈电路由N沟道MOS晶体管(M1、M2)构成。电感可变部(Lvar1、Lvar2)利用被分别配置在螺旋状布线层的多个任意位置与输入输出端子之间的多个开关电路(SW1～SW3、SW1d～SW3d)的切换，使电感值可变，来控制振荡频率。如果电感可变部(Lvar1、Lvar2)使被耦合在第1输入输出端子之间的开关电路(SW1dd～SW3dd)之中的SWndd与开关电路(SWn、SWnd)一起导通，则构成电感器对。
文档编号H03B5/12GK1527476SQ20031010476
公开日2004年9月8日 申请日期2003年11月4日 优先权日2003年3月4日
发明者小紫浩史, 佐野智弘, 佐藤久恭, 熊本敏夫, 桥洁靖之, 之, 夫, 弘, 恭 申请人:株式会社瑞萨科技