专利名称：接收器电路和无线通信终端装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种无线通信终端装置及其接收电路，更具体地说，涉及一种用于数字无线通信终端的接收系统RF芯片。
背景技术：
图1示出与本发明相关的包括传统的直接转换接收器(DCR)的无线通信终端的部分结构。在该结构中，具体地说，在使用代表第三代移动通信(3G)的码分多址(CDMA)的通信系统中，由于具有不同的频率的接收(RX)信号和发送(TX)信号同步输入和输出，因此本地(local)TX信号泄漏到RX侧，从而使接收特性变差。为了解决该问题，需要在双工器(DUP)12中改善从发送电路13到接收电路(RX芯片)14的隔离特性，并且需要在低噪声放大器(LNA)和正交解调器(Quad_Mixer)之间插入带通滤波器(BPF)15，以便抑制TX频带中的信号电平。
另一方面，当期望的接收信号电平高时，可以忽略由于上面提到的TX泄漏所造成的干扰。但是，与此相反，由期望的信号所引起的电路饱和则成为一个问题。因此，仅当期望的接收信号电平高时才需要通过降低LNA的增益或者通过旁路通过LNA，来降低输入到正交解调器之后的电路的信号电平。
在上面描述的DCR系统中，必须插入BPF 15，以便防止TX信号泄漏并输入到正交解调器及之后的电路。典型地，接收电路14由IC(集成电路)芯片构成。相反，由于将SAW滤波器用作BPF，BPF 15是外部部件，与DCR希望实现的节约空间和减少部件数量的需要相冲突。为了利用DCR的优点，必须避免由于不用该BPF而泄漏的TX信号造成的接收特性恶化。
更具体地说，如图2A所示，当TX信号泄漏并输入到LNA和正交解调器时，CDMA调制信号的2次失真直接位于基带信号上，如图2B所示。由于这是期望信号的噪声，因此导致C/N减小。应该指出的是，在图2C的表达式中，f(t)表示本地TX调制信号，sinωTX表示TX载波，a0表示DC偏置，a1表示LNA增益，a2…an分别表示n次谐波失真的系数，g(t)表示LNA的输出信号。
还应该考虑到的是，在期望的信号输入为高的情况下，LNA的增益切换通过受增益控制的差动LNA电路来执行，如图3所示。在这种情况下，存在尽管输入到后一级的信号电平下降，但是LNA本身的高输入容限(比如IIP3(3次输入截点))并没有改善的问题。
使用如图4所示的输入/输出通过型LNA增益切换电路，可以根据期望信号输入的强度来切换开关SW1至SW4，以便当期望信号输入高时通过LNA的输入或输出。但是，在该电路模式中，存在的问题是，由于仅衰减输入，因而不能提供高增益并且增益设置没有灵活性。具体地说，在接通开关SW3和SW4的通路中包括开关的插入损耗和匹配电路的不匹配损耗，并且该配置没有有源电路，由此不能提供正增益。
考虑到上述背景完成了本发明，并且本发明的目的是提供一种具有低噪声放大器的高输入容限和良好的接收性能并能够提供灵活的LNA增益设置的接收电路、以及使用它的无线通信终端。
发明内容
本发明的接收电路的特征在于包括低噪声放大器，具有能够根据偏置电流的控制选择性地进行工作的低增益低噪声放大电路和高增益低噪声放大电路；以及正交解调器，使用串联电容连接到所述低噪声放大器的高增益低噪声放大电路的输出、并直接连接到所述低增益低噪声放大电路的输出。
当选择高增益低噪声放大电路进行操作时，高增益低噪声放大电路的输出通过串联电容连接到正交解调器，从而去除在低噪声放大器中产生的2次失真分量而不输入到正交解调器中。
在该接收电路中，最好在所述高增益低噪声放大电路操作期间，其DC偏置电流与所述正交解调器的DC偏置电流独立通过；并且在所述低增益低噪声放大电路操作期间，其DC偏置电流与所述正交解调器的DC偏置电流共享。因此，当选择低增益低噪声放大电路用于操作时，能够减少接收电路的功耗。
在所述接收电路中，可以提供如下结构，其中每一个所述高增益低噪声放大电路和所述低增益低噪声放大电路分别具有一对差动连接的晶体管，第一和第二电感元件串联连接在所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极之间，并且其两端分别通过第三和第四电感元件连接到所述高增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极。由此，具有差动增益的一个低噪声放大电路的差动电感元件可以共享为另一个低噪声放大电路的部分电感元件。
还可以提供如下结构，所述第一至第四电感元件形成为单个电感器，其中螺旋从最外侧部分的第一终端较小螺旋形地开始，然后该螺旋较大地通过螺旋性的间隙并返回到最外侧部分的第二终端，以及第三和第四终端从电感器的最内侧部分与所述第一和第二终端之间中间的两个位置引出，第五终端从最内侧部分的一个位置引出，所述第一和第二终端连接到所述低增益低噪声放大电路中一对晶体管的发射极，所述第三和第四终端连接到所述高增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极，并且所述第五终端通过一个电阻连接到地。由此，在将接收电路形成为一个IC芯片时，能够减少第一至第四电感元件所占据的区域。
本发明的无线通信终端装置的特征在于包括低噪声放大器，具有能够根据偏置电流的控制选择性地进行工作的低增益低噪声放大电路和高增益低噪声放大电路；正交解调器，使用串联电容连接到所述低噪声放大器的高增益低噪声放大电路的输出、并直接连接到所述低增益低噪声放大电路的输出；接收电平检测部件，用于检测接收信号的电平；以及控制部件，用于根据所述接收电平检测部件的输出执行所述接收电路的控制，其中所述控制部件控制所述低噪声放大器，使得当所述接收信号电平高时操作低增益低噪声放大电路，而当所述接收信号电平低时操作高增益低噪声放大电路作为所述低噪声放大器。
使用该结构，在接近基站的状态下，也就是说当接收信号电平比预定电平高时，将LNA设置到低增益以便实现低功耗。如果将LNA切换到低增益的接收信号预定电平设置为等于或低于终端的平均接收功率，则可以降低终端的平均功耗。另外，在无线通信终端远离基站的状态下，也就是说当接收信号电平低于预定电平时，将LNA设置到高增益，并且在这种情况下，采用直接电容耦合将LNA连接到正交解调器，从而使得能够去除在LNA中产生的2次失真分量以防止输入到正交解调器。
由于将LNA至少AC直接耦合(在低增益时DC直接耦合)到正交解调器，所以整个接收电路可以形成为一个IC芯片并可以利用DCR的优点。
此外，在具有差动增益的两个LNA中的第一至第四电感元件形成为单个对称型电感器，以便节约电感元件在芯片上所占据的区域。结果，可以缩减小片(die)的尺寸并降低芯片的单位造价。
图1示出与本发明相关的包括传统的直接转换接收器(DCR)的无线通信终端的部分结构；图2A至2C是用于说明在传统的直接转换接收器中2次失真所造成的接收特性下降的图；图3是表示增益控制的差动LNA电路示例的电路图；图4是表示输入/输出通过型的LNA增益切换电路示例的电路图；图5是表示与本发明相关的包括根据本发明的实施例的直接转换接收器(DCR)的数字无线通信终端的部分结构示例的方框图；图6A和6B分别示出传统的直接转换接收器和本发明实施例的直接转换接收器的简化结构图；图7是表示低噪声放大器(LNA)和正交解调器的具体电路结构以及控制部分方块的示例的电路图；图8是在图7的电路的LNA(特别是LNA 72)中产生的2次失真电流的示意图；以及图9是表示图7所示的电感L1至L4形成为单个电感器(线圈)的示例图。
具体实施例方式
下面将参照附图描述根据本发明的优选实施例。
图5示出与本发明相关的包括适用于采用码分多址(CDMA)的无线通信系统的直接转换接收器(DCR)的数字无线通信终端的部分结构示例图。
该无线通信终端具有发送电路63、接收电路64、天线61、用于在发送和接收之间共享天线的双工器62、用于检测接收信号电平的接收电平检测部分67、以及用于根据接收电平检测部分67的输出控制接收电路64的操作的控制部分66。
接收电路64形成为一个IC芯片，并且包括具有差动增益的两个LNA 71和72、串联连接到LNA 72的输出的电容73、用于解调LNA70的输出的正交解调器80、本地振荡器77、基带滤波器(BBF)81和84、DC偏置补偿电路82和83、以及放大器85和86。正交解调器80包括分别用于I信道和Q信道的混合器74和75、以及用于接收本地振荡器77的发送信号并提供具有预定相位差的信号给混合器74和75的移相器76。
图6A和6B分别示出传统的直接转换接收器和本发明实施例的直接转换接收器的简化结构图。在图6A的传统结构中，LNA 51通过片外BPF连接到正交解调器(包括用于I信道和Q信道的各自的混合器53和54)。但是，在图6B的本实施例中，不需要片外BPF，在IC芯片之内LNA(包括LNA 71和72)直接连接到正交解调器80(包括用于I信道和Q信号的各自的混合器74和75)(但是，在正交解调器80和LNA 72之间插入用作串联电容的电容73a和73b)。此外，由于接收电路14内的电路最好采用差动结构，因此将LNA 71和72从单个结构改为差动结构。
图7示出低噪声放大器(LNA)70和正交解调器80的具体电路结构以及控制部分66的方块图的示例。控制部分66是执行DC偏置产生及LNA 70和正交解调器80的控制的电路方块。
LNA 70由受控选择操作的两个差动放大器71和72构成。第一差动放大器71包括晶体管Q1和Q2、电感(电感元件)L1、L2、L3和L4、电容C4和C6、以及电阻R6和R8。晶体管Q1和Q2的集电极直接连接到正交解调器80。第二差动放大器72包括晶体管Q4和Q3、电感L2和L3、电容C3和C5、以及电阻R4和R7。晶体管Q4和Q3的集电极分别通过电感L5和L6连接到电源电压Vcc并分别通过电容C1和C2(相应于图6B中的73a和73b)连接到正交解调器80。来自终端P1的接收信号RFIN+分别通过电容C4和C3施加到晶体管Q1和Q4的基极。来自终端P2的接收信号RFIN-分别通过电容C6和C5施加到晶体管Q2和Q3的基极。电感L2和L3在差动放大器71和72之间共享，并且它们之间的连接点通过电阻R5接地。晶体管Q1、Q2、Q3、Q4的基极分别通过电阻R6、R8、R7、R4连接到偏置终端P4、P5、P6和P3。终端P3和P6连接到控制部分66的终端B3，并且终端P4和P5连接到控制部分66的终端B4。
正交解调器80具有分别用于I信道和Q信道的两个吉尔伯特单元(Gilbert Cell)。正交解调器80划分为在图7的左边和右边的用于I信道和Q信道的部分。
吉尔伯特单元801包括第一差动对晶体管Q11和Q12、以及第二差动对晶体管Q10和Q9。第一差动对晶体管Q11和Q12的发射极直接耦合并连接到构成电流源的晶体管Q13的集电极和前述LNA 70的晶体管Q1的集电极。第二差动对晶体管Q10和Q9的发射极直接耦合并连接到构成电流源的晶体管Q14的集电极和前述LNA 70的晶体管Q2的集电极。第一差动对晶体管Q11和Q12的基极通过电阻R13连接到终端P11，并且该终端P11连接到控制部分66的终端B1。第二差动对晶体管Q10和Q9的基极通过电阻R12连接到终端P11。晶体管Q10和Q11的基极通过电容C8连接到终端P7，并且晶体管Q9和Q12的基极通过电容C7连接到终端P8。I信道的本地发送信号(I信道本地IN)输入到终端P7和P8。此外，晶体管Q10和Q12的集电极通过并联连接的电阻R1和电容C14连接到电源电压Vcc。晶体管Q9和Q11的集电极通过并联连接的电阻R2和电容C13连接到电源电压Vcc。晶体管Q10和Q12的集电极连接到终端P13，从中输出IOUT+信号。晶体管Q9和Q11的集电极连接到终端P14，从中输出IOUT-信号。
类似地，吉尔伯特单元802包括第三差动对晶体管Q7和Q8、以及第四差动对晶体管Q6和Q5。第三差动对晶体管Q7和Q8的发射极直接耦合并连接到构成电流源的晶体管Q15的集电极和前述LNA 70的晶体管Q1的集电极。第四差动对晶体管Q6和Q5的发射极直接耦合并连接到构成电流源的晶体管Q16的集电极和前述LNA 70的晶体管Q2的集电极。第三差动对晶体管Q7和Q8的基极通过电阻R13连接到终端P11，并且该终端P11连接到控制部分66的终端B1。第四差动对晶体管Q6和Q5的基极通过电阻R11连接到终端P12。晶体管Q6和Q7的基极通过电容C9连接到终端P10，并且晶体管Q5和Q8的基极通过电容C10连接到终端P9。Q信道的本地发送信号(Q信道本地IN)输入到终端P10和P9。此外，晶体管Q6和Q8的集电极通过并联连接的电阻R9和电容C11连接到电源电压Vcc。晶体管Q5和Q7的集电极通过并联连接的电阻R3和电容C12连接到电源电压Vcc。晶体管Q6和Q8的集电极连接到终端P15，从中输出QOUT+信号。晶体管Q5和Q7的集电极连接到终端P16，从中输出QOUT-信号。
每一个都形成电流源的晶体管Q13、Q14、Q15和Q16与控制部分66内的电路构成电流镜象电路，并且连接到各个晶体管的基极的终端P13连接到控制部分66的终端B2。
下面将描述图7中的电路的操作。
期望的接收信号电平为低的情况接收电平检测部分67(图5)执行基带(BB)信号电平测量。响应接收电平检测部分67的输出，控制部分66在信号电平为低的情况下输出用于增加增益的控制信号给LNA 70。具体地说，接通控制部分66中作为连接到终端B3的电流镜象的基准电流源电路(未示出)，并且关闭作为连接到终端B4的电流镜象的基准电流源电路(未示出)。结果，控制部分66中的电流镜象基准电流源电路及晶体管Q3和Q4通过终端B3及终端P3和P6构成电流镜象电路，并且期望的偏置电流IH通过LNA72。该电流从Vcc通过电感L5和L6供应。(图7中的直流显示仅显示差动的一个通道)。晶体管Q3和Q4同步操作作为LNA的放大元件，并将输入到终端P1和P2的RF信号电压转换成电流再放大。
类似地，在信号电平为低的情况下，关闭控制部分66中作为连接到终端B4的电流镜象(未示出)的基准电流源电路，以便没有电流流过通过终端P4和P5连接的晶体管Q1和Q2，并且由这些晶体管构成的LNA电路71不工作。此外，同时接通控制部分66中作为连接到终端B2的电流镜象(未示出)的基准电流源电路，并且通过终端P13连接该电路到晶体管Q13至Q16的每一个晶体管构成的电流镜象工作，以及四个晶体管Q13至Q16作为相同结构的恒流源工作。另一方面，由于用于补偿温度的恒定电压通过终端P11和P12从终端B1供应，所以偏置电流2I0流过晶体管Q5至Q12构成的两个吉尔伯特单元电路。
在这种状态下，由晶体管Q3和Q4构成的LNA 72必须具有高增益。由此，将串联连接到晶体管Q3和Q4的发射极的电压负反馈电感(负反馈电感)L2和L3设置为使得LNA能够保留相当的3次失真特性并提供高增益的值。另外，电感L5和L6用作AC方面的负载，并与晶体管Q3和Q4的集电极侧的电容Cc所构成的并联电容以及正交解调器的输入电容一起形成谐振电路。电感L5和L6的值确定为使得谐振电路的谐振频率与RX接收频率匹配。
此外，在这种状态下，由于终端通常位于远离基站的位置，所以将本地发送功率设置的很高以便发送足够强的上行信息。换句话说，处于一种如图2B所示的期望的RX信号低而本地TX信号高的状态。因此，希望减小TX的2次失真分量对BB频带的交叠噪声和期望信号的BB信号分量之比(a2f2(t)和b1h(t)的功率比)。参照图8，将描述在LNA(特别是在包括Q3和Q4的LNA 72)中产生的2次失真电流。这里，本地TX信号的2次失真分量用TX的BB信号的2次函数表示。具体地说，当Vin/2＝f(t)sinωTX时，2次失真分量IIM2为IIM2＝gm2f2(t)其中，gm2等于前述的a2。由于f(t)是基带信号并具有比RF信号足够低的频率，所以能够被图8中的电容C1和C2截止。因此，能够降低TX的2次失真噪声重叠接收的BB信号的量。另一方面，由于期望的RX信号是RF频带的信号，所以由晶体管Q3和Q4放大的RX信号通过电容C1和C2提供给下一级的正交解调器80。
应该指出的是，在这种操作状态下，流过LNA 70和正交解调器80的DC偏置电流为2IH和4I0，总的电流为2IH+4I0。
期望的接收信号电平为等于或高于特定电平的高电平的情况在信号电平为等于或高于特定预定值的高电平的情况下，响应接收电平检测部分67的输出，控制部分66输出用于降低LNA 70的增益的控制信号给LNA 70。具体地说，在控制部分66中，接通作为连接到终端B4的电流镜象的基准电流源电路，并且关闭作为连接到终端B3的电流镜象的基准电流源电路。结果，控制部分66中的电流镜象基准电流源电路及晶体管Q1和Q2构成的电路从终端B4及终端P4和P5构成电流镜象电路，并且流过期望的偏置电流(下文中描述)。另一方面，此时在正交解调器80中，关闭作为连接到终端B2的电流镜象的基准电流源电路，并且通过终端P13连接该电路到晶体管Q13至Q16构成的电流镜象电路不工作，从而四个晶体管Q13至Q16关闭，并且没有DC电流流过。但是，处于操作状态的LNA 71的晶体管Q1和Q2的集电极不通过电容C1和C2作为DC连接到由晶体管Q5至Q12构成的两个吉尔伯特单元801和802，以便流过这些吉尔伯特单元电路和作为LNA 71的晶体管Q1和Q2的DC偏置电流为恒定电流源。如果设置由控制部分66中的基准电流源电路和晶体管Q1和Q2构成的电流镜象电路，使得2I0的电流分别流过晶体管Q1和Q2，则可以流过吉尔伯特单元电路所需的偏置电流。
此外，晶体管Q1和Q2作为由2I0的DC偏置电流驱动的差动LNA工作，并将输入到终端P1和P2的RF信号电压转换成电流后放大。此时，通过电容C1和C2插在晶体管Q1和Q2的集电极之间的电感L5和L6用作AC方面的负载，与晶体管Q3和Q4运行为高增益LNA 72的情况类似，并与集电极侧的电容Cc所构成的并联电容以及正交解调器80的输入电容一起形成谐振电路。如上所述，电感L5和L6的值确定为使得谐振电路的基准频率与RF接收频率匹配。在这种状态下，需要将LNA 70的增益减小(设置为低增益)到，即使无线通信终端最接近基站并且期望的RX信号电平达到最大、LNA和下一级的电路也不会达到饱和状态的程度。由于这个原因，分别连接到晶体管Q1和Q2的发射极的电感需要具有比高增益时的电感大的电感。因此，分别将电感L1和L4直接连接到高增益时的电感L2和L3满足该条件。
在这种状态下，由于关闭连接到终端B3的控制部分66中的电流镜象基准电流源电路，因此没有电流流过晶体管Q3和Q4，并且由这些晶体管形成的LNA电路72不工作。
此外，在这种状态下，由于终端位于相对靠近基站的位置，所以即使不增加发送功率也能够发送上行链路信道信息。具体地说，由于处于一种如图2B所示的期望的RX信号高而本地TX信号低的状态，因此希望增加TX的2次失真分量对BB频带的交叠噪声和期望信号的BB信号分量之比(a2f2(t)和b1h(t)的功率比)。因此，在包括晶体管Q1和Q2的低增益LNA 71中不需要使用如在高增益LNA 72中耦合的电容来去除在LNA中产生的2次失真信号，并且低增益的LNA 71可以以直流的方式直接连接到正交解调器80。
在这种操作状态下，流过LNA 70和正交解调器80的DC偏置电流分别为4I0和4I0，并且LNA 71的晶体管Q1和Q2的集电极以DC方式直接连接到构成正交解调器80的两个吉尔伯特单元801和802中的8个晶体管的发射极侧，从而总的电流为4I0。这小于在高增益时所设置的IH，并且非常显然能够节约功耗。
应该指出的是，电感L1至L4可以形成为单个电感(线圈)，如图9所示。(在图9中，细线条线用于清楚地表示与交叉线的连接关系，并没有其它含义)。在该电感器中，螺旋从终端P91较小螺旋形地开始，然后该螺旋较大地通过螺旋性的间隙并最后返回到位于邻近终端P91位置处的终端P92。该路径通过单螺旋导电路径构成，可以一笔画出。抽头终端从该路径的预定位置引出。具体地说，抽头终端P95从位于最内侧部分的中心位置n5引出，并且抽头终端P93和P94分别从位置n5与最外侧的终端P91和P92之间的中间位置(这里，在紧靠中心外侧的路径中的对称位置n3和n4)引出。从终端P91到n3的部分用作电感L1，从n3到n5的部分用作电感L2，从n5到n4的部分用作电感L3，从n4到终端P92的部分用作电感L4。具体地说，如果图9中的终端P91和P92连接到图7中晶体管Q1和Q2的发射极，图9中的终端P93和P94连接到图7中晶体管Q3和Q4的发射极，并且图9中的P95连接到电阻R5的高端，则四个电感L1至L4可以通过单个电感结构实现。这减小了电感所占据的区域，并且从水平对称线圈型的对称位置的抽头可以容易地匹配成对的电感值(电感)。
虽然已经描述了本发明的优选实施例，但除上述实施例之外的各种变型和修改也是可行的。
权利要求
1.一种接收电路，其特征在于包括低噪声放大器，具有能够根据偏置电流的控制选择性地进行工作的低增益低噪声放大电路和高增益低噪声放大电路；以及正交解调器，使用串联电容连接到所述低噪声放大器的高增益低噪声放大电路的输出、并直接连接到所述低增益低噪声放大电路的输出。
2.根据权利要求1所述的接收电路，其特征在于在所述高增益低噪声放大电路操作期间，其DC偏置电流与所述正交解调器的DC偏置电流独立通过；以及在所述低增益低噪声放大电路操作期间，其DC偏置电流与所述正交解调器的DC偏置电流共享。
3.根据权利要求1所述的接收电路，其特征在于所述高增益低噪声放大电路和所述低增益低噪声放大电路的每一个具有一对差动连接的晶体管；以及第一和第二电感元件串联连接在所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极之间，并且其两端分别通过第三和第四电感元件连接到所述高增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极。
4.根据权利要求3所述的接收电路，其特征在于所述第一至第四电感元件形成为单个电感器，其中螺旋从最外侧部分的第一终端较小螺旋形地开始，然后该螺旋较大地通过螺旋性的间隙并返回到最外侧部分的第二终端，以及第三和第四终端从电感器的最内侧部分与所述第一和第二终端之间中间的两个位置引出，第五终端从最内侧部分的一个位置引出，所述第一和第二终端连接到所述低增益低噪声放大电路中一对晶体管的发射极，所述第三和第四终端连接到所述高增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极，并且所述第五终端通过一个电阻连接到地。
5.根据权利要求3所述的接收电路，其特征在于所述正交解调器具有两个分别用于I信道和Q信道的吉尔伯特单元电路、以及用于为每一个吉尔伯特单元电路提供偏置电流的电流源；第一吉尔伯特单元电路包括第一差动对晶体管和第二差动对晶体管，第一差动对晶体管的发射极直接耦合并选择性地连接到所述自己的电流源和所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管中的一个的集电极，第二差动对晶体管的发射极直接耦合并选择性地连接到所述自己的电流源和所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管中的另一个的集电极；以及第二吉尔伯特单元电路包括第三差动对晶体管和第四差动对晶体管，第三差动对晶体管的发射极直接耦合并选择性地连接到所述自己的电流源和所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管中的一个的集电极，第四差动对晶体管的发射极直接耦合并选择性地连接到所述自己的电流源和所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管中的另一个的集电极。
6.根据权利要求4所述的接收电路，其特征在于，所述接收电路形成为一个IC芯片。
7.一种无线通信终端装置，其特征在于包括低噪声放大器，具有能够根据偏置电流的控制选择性地进行工作的低增益低噪声放大电路和高增益低噪声放大电路；正交解调器，使用串联电容连接到所述低噪声放大器的高增益低噪声放大电路的输出、并直接连接到所述低增益低噪声放大电路的输出；接收电平检测部件，用于检测接收信号的电平；以及控制部件，用于根据所述接收电平检测部件的输出执行所述接收电路的控制；其中，所述控制部件控制所述低噪声放大器，使得当所述接收信号电平高时操作低增益低噪声放大电路，而当所述接收信号电平低时操作高增益低噪声放大电路作为所述低噪声放大器。
8.根据权利要求7所述的无线通信终端装置，其特征在于在所述高增益低噪声放大电路操作期间，其DC偏置电流与所述正交解调器的DC偏置电流独立通过；以及在所述低增益低噪声放大电路操作期间，其DC偏置电流与所述正交解调器的DC偏置电流共享。
9.根据权利要求7所述的无线通信终端装置，其特征在于所述高增益低噪声放大电路和所述低增益低噪声放大电路的每一个具有一对差动连接的晶体管；以及第一和第二电感元件串联连接在所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极之间，并且其两端分别通过第三和第四电感元件连接到所述高增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极。
10.根据权利要求9所述的无线通信终端装置，其特征在于所述第一至第四电感元件形成为单个电感器，其中螺旋从最外侧部分的第一终端较小螺旋形地开始，然后该螺旋较大地通过螺旋性的间隙并返回到最外侧部分的第二终端，以及第三和第四终端从电感器的最内侧部分与所述第一和第二终端之间中间的两个位置引出，第五终端从最内侧部分的一个位置引出，所述第一和第二终端连接到所述低增益低噪声放大电路中一对晶体管的发射极，所述第三和第四终端连接到所述高增益低噪声放大电路的一对晶体管的发射极，并且所述第五终端通过一个电阻连接到地。
11.根据权利要求9所述的无线通信终端装置，其特征在于所述正交解调器具有两个分别用于I信道和Q信道的吉尔伯特单元电路、以及用于为每一个吉尔伯特单元电路提供偏置电流的电流源；第一吉尔伯特单元电路包括第一差动对晶体管和第二差动对晶体管，第一差动对晶体管的发射极直接耦合并选择性地连接到所述自己的电流源和所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管中的一个的集电极，第二差动对晶体管的发射极直接耦合并选择性地连接到所述自己的电流源和所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管中的另一个的集电极；以及第二吉尔伯特单元电路包括第三差动对晶体管和第四差动对晶体管，第三差动对晶体管的发射极直接耦合并选择性地连接到所述自己的电流源和所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管中的一个的集电极，第四差动对晶体管的发射极直接耦合并选择性地连接到所述自己的电流源和所述低增益低噪声放大电路的一对晶体管中的另一个的集电极。
12.根据权利要求10所述的无线通信终端装置，其特征在于，所述接收电路形成为一个IC芯片。
全文摘要
一种低噪声放大器(70)包括能够由偏置电流控制有选择地激活的低增益低噪声放大器(71)和高增益低噪声放大器(72)。低噪声放大器(72)的输出通过串联的电容(73)连接到正交解调器(80)，而低噪声放大器(71)的输出直接连接到正交解调器(80)。控制部分(66)以如下方式控制接收器电路，即，当接收的信号呈现高电平时激活低噪声放大器(71)，而当接收的信号呈现低电平时激活低噪声放大器(72)。在低噪声放大器(72)操作期间，其DC偏置电流与正交解调器(80)的DC偏置电流分开流过。在低噪声放大器(71)操作期间，其DC偏置电流也流过正交解调器(80)。
文档编号H03G3/10GK1698275SQ200480000119
公开日2005年11月16日 申请日期2004年2月12日 优先权日2003年2月12日
发明者高木光太郎 申请人:索尼爱立信移动通信日本株式会社