专利名称：三态d类放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种三态D类放大器，包括-第一信号通道以及与第一信号通道基本相同的第二信号通道，-每个信号通道包括相应的第一和第二低通滤波器，所述第一和第二低通滤波器分别连接到由共同输入信号产生的输入信号、负载的第一和第二端以及提供信号的脉冲发生器，用于分别产生第一和第二低通滤波信号，脉冲发生器所提供的信号的频率基本上高于输入信号的频率，所述低通滤波信号分别输入到减法器中。
背景技术：
由于和现有的AB类放大器的25％相比，D类放大器的效率几乎至少可以为90％，因此D类放大器相对广泛地使用在音频应用中。D类放大器基于和图11中所示的DC-DC转换开关相同的原理。通过使用比较器C将输入信号In与高频锯齿形信号Vchop相比较的方式，来获得在输入信号In的高频上的脉宽调制(PWM)。锯齿形信号Vchop可以具有500kHz的频率，而输入信号In可以在音频范围内，即低于20kHz。在比较器C的输出端获得PWM信号，该信号的占空比取决于输入信号In的幅度。PWM信号驱动两个功率低阻开关SW1和SW2，以复制相同的输出PWM信号，并且具有高功率能力。AL，C滤波器用于低通过滤500kHz的调频，以通过高功率能力来复制输入信号In的初始信号形状。输出功率可以在例如1W到80W的范围内。与音频应用中的现有AB类放大器的25％相比，D类放大器的功效基本上高于线性放大器的功效，例如90％。
然而，对于图11中所示D类放大器来说，输出PWM信号的输出功率取决于电源Vpp的幅度，以至于如果Vpp不是公知的，则没有对PWM信号的最终引起的幅度的指示。因此，通常在D类放大器中使用反馈技术，如图12所示。在图12中，简单地识别了图11中的D类放大器，该电路进一步包括一个连接到比较器C的误差信号放大器EA。此外，输入信号被输入到误差信号放大器EA的第一输入端。反馈信号OUTP被提供给误差信号放大器EA的第二输入端。可以看到误差信号放大器在输入信号和反馈信号OUTP之间产生一个差值，并放大所得到的差值。误差信号放大器EA在频率方面具有高增益和低通的特性。高增益对于获得精确的调节来说是必需的。而低通特性对于与正弦输入信号In相比较并随后将信号调节成仅在感兴趣的范围内是必需的，例如PWM的输出信号OUTP的正弦范围(意味着其平均值)。通过低通滤波，衰减功率PWM信号OUTP的相对高的频率成分。反馈回路连接到功率PWM输出信号OUTP，而不是输出信号OUTP的过滤复制的信号OUT。实际上，连接到OUT将增加由开环回路中的L，C过滤器确定的两个电极。锯齿形信号Vchop不再是强制性的。US-A-5,949,282或US-A-6,320,460描述的系统具有自切换的性能。仅在图11中所描述的非调节系统中，信号的锯齿形式是强制的，用于对比较器进行切换。但在US-A-6,346,852中无论怎样都可以在反馈环路D类放大器中保持为锯齿形。
D类放大器的进一步改进是三态D类放大器。这种类型的电路基于US-A-6,211,728中描述的PWM图案信号。这种放大器的主要特点是输出信号不再是具有低和高两种状态的PWM信号，而是具有三种状态，即低，高和空闲。这种想法在US-A-6,262,632中进一步改进。如图13所示，这种放大器具有完全不同的结构。该放大器包括两个基本相同的部分，每一部分包括相同的块，由具有或没有强调符号的相同名称来标识。该电路还包括提供锯齿形信号Vchop和反相信号/Vchop的锯齿波发生器(STG)。如果两个功率输出PUP和PDW都等于0或都等于Vp，则差动功率信号(PUP-PDW)为0，也就是负载中没有电流的注入。相对于普通D类放大器，三态D类放大器的第一个优点是在空闲状态下，即在音频范围中，这种设备不传送声音，而普通D类放大器将永久地输出占空比恰好为50％的PWM信号，该信号经过L，C过滤后平均为0。但由于开关的切换，这种50％占空比的输出仍然消耗通过功率开关SW1、SW2’或SW1、SW2’的电流，导致在开关和扬声器中的功率损耗。就三态放大器来说，在空闲状态中，差动输出(PUP-PDW)信号在这种空闲状态值中直接设定不存在高电流的平均值，并因此在功率开关中没有消耗。
三态D类放大器的另一个优点是在空闲状态中输出端上仅有一些短峰值电流，因此不再需要LC滤波器，信号通过例如扬声器的负载来进行滤波。直接的结果是不需要在印刷电路板(PCB)上占据重要区域的LC滤波器。当PCB面积是至关重要时，例如使用在手持电话中的PCB，相对于其他D类放大器该优点是一个重要的进步。US-A-6,262,632中描述的放大器存在一些缺点。它使用限制增益的单极低通滤波器，并因此调整了准确度。单极低通滤波确定20dB/十倍的衰减。如果STG的切换频率是500kHz，并且输出信号的幅度是1V，则结果仍然是在50kHz上的100mV波动，即这种反馈输出经过滤波后降低了十倍，并在20kHz上仍然是50mV左右。这种50mV信号在调整准确度中引进了噪声。切换频率可以例如从500kHz增加到2MHz，但这增加了内部功率损耗。
另一个缺点是交叉失真。在空闲状态中，在所有功率输出上没有切换。在跨越Vcom电压的正弦曲线上也出现相同现象，Vcom是基本上位于Vpp/2上的参考电压。由于没有环路调整，交叉失真的增加使得增益减少。如US-A-6,262,632中所提到的，调整的缺乏也导致串音失真。使用短时延迟可纠正该问题，但这种延迟需要附加电路，即异步延迟或使用高频计数器。
发明内容
因此本申请的目的是减少三态D类放大器中的交叉失真。本发明在独立权利要求中进行了定义。从属权利要求定义了优选实施例。在第一段中描述的设备中获得交叉失真的减少，其中比较装置连接到阈值发生器，阈值发生器耦合到第一和第二输入信号以及表示经由负载的最大和最小信号值的估计的第一和第二参考信号，并产生与第一和第二输入信号之差成反比的交替阈值信号，从而保持放大器在空闲状态中的相对高增益。在空闲状态中，放大器仍然保持相对短的平均值为0的低/高脉冲。在现有技术中，三态D类放大器的相对短脉冲不是全部上升，就是全部下降，因此产生非对称性。在空闲状态中产生关于Vcom的交替阈值信号解决了该问题。将阈值发生器中的输入信号与信号的最大预定值相比较，并当信号在Vcom附近时阈值信号具有不等于零的值。
在本发明的实施例中，阈值信号与第一和第二输入信号之差的积分成反比，从而维持了在空闲状态中放大器的相对高增益。为了改善放大器关于温度和处理技术展开的性能，之前所描述的交替阈值信号由它的积分所取代。通常使用电阻器和电容器来进行积分。使用放大器的其他块中所使用的相同类型的部件确保了对技术处理和温度的增强抗扰性。
在本发明的另一个实施例中，阈值发生器包括连接到复用器的第一减法器和第二减法器，第一减法器提供与第一输入信号和最小估测信号之差成正比的信号，第二减法器提供与第二输入信号和最大估测信号之差成正比的信号，复用器提供阈值信号。如果输入电压相对较大，与最大预测值之差则较低。由复用器提供的阈值信号以较低的幅度在虚接地电平附近交替。通过复用器选择差值(Vp-Vmax)或(Vn-Vmin)来产生正/负交替效果。由于这些信号的每一个都关于虚接地信号Vcom对称，因此最终的复用信号以Vcom为中心的平均值交替。
阈值发生器包括用于将第一和第二输入信号与相应的第一和第二参考信号之间的电压差转换成电流的电压电流转换装置。阈值发生器还包括连接到电压电流转换装置的第一积分电路和第二积分电路，用于产生流经复用装置的阈值信号。
由于使用电容器对电流进行积分是相对简单的，并且随后使用现有技术相对简单地对电容器进行积分，因此输入信号的电压电流转换是必需的。复用装置用于通过选择第一积分电路输出信号获第二积分电路输出信号来将阈值电压交替为低于或高于Vcom。复用装置可包括连接到用于产生阈值信号的模拟复用器的串联的采样保持装置。如果阈值信号的斜度偶尔与低通滤波信号完全相同，或者甚至如果阈值信号与低通滤波信号完全相等，则出现亚稳定性问题。为了避免这种情况，首先使用采样保持电路来保存由第一和第二积分电路提供的信号，随后将它们进行多路复用。低通滤波信号总是具有给定的斜度。因此，如果阈值信号在稳定的步骤中改变，则保证低通滤波信号交叉阈值信号，无需保持该电压。
在本发明的另一个实施例中，第一和第二低通滤波装置中的每一个都包括第一低通滤波器，用于低通滤波表示第一和第二输入信号分别与负载的第一和第二端提供的第一和第二输出信号之差的信号，并产生一个第一信号。该第一信号被输入到第三减法装置的输入端以及第二低通滤波器。第二低通滤波器将第二信号提供到减法装置的进一步输入。减法装置产生低通滤波信号。第一和第二低通滤波器包括具有分别耦合到参考信号的输入端的第一和第二差动输入放大器，其中参考信号基本等于电源电压的一半。如之前所述，为了从有用信号中滤掉高频部分，高阶低通滤波是必需的。因此，必需一个高阶低通滤波器。增加滤波器的阶可以在引入附加的相位移位的放大器中提高稳定性问题。使用上述解决方案，在过滤器的传递函数中引入一个零，从而避免稳定性问题。此外，为了获得对称输出信号，信号以虚接地为中心。
根据本发明的放大器的重要应用是负载为扬声器的音频集成放大器。此外由于它的功效，该放大器可以使用在便携设备中，例如CD播放器、移动电话和接收机。
本发明上述及其他特点和优点将通过以下根据附图对本发明实施例的描述更加明显，其中图1描述了根据本发明的三态D类放大器，图2描述了根据本发明的阈值信号发生器，图3描述了根据本发明的阈值信号发生器的更具体地实施方式，图4描述了阈值信号发生器的进一步具体实施方式
，图5描述了根据本发明的低通滤波装置的实施方式，图6描述了根据本发明的减法器，图7描述了具有共同输入信号作为二进制信号流的D类放大器，图8描述了具有二进制信号流作为输入的阈值检测器的更具体实施方式
，图9描述了进一步低通滤波装置的实施方式，图10描述了第三低通滤波器的实现方式，图11描述了现有技术中的D类放大器，图12描述了另一个现有技术中的D类放大器，以及图13描述了现有技术中的三态D类放大器。
具体实施例方式
图1描述了根据本发明的三态D类放大器。三态D类放大器100包括第一信号通道1和与第一信号通道1完全相同的第二信号通道1’。第一和第二信号通道1，1’分别连接到负载5的第一和第二端A，B，并分别连接到由输入电路提供的第一和第二输入信号Vn，Vp上，在本实施例中恰好是两个输入节点In，Ip。每个信号通道1，1’包括相应的第一和第二低通滤波器10，10’，所述低通滤波器分别连接到输入信号Vn，Vp、负载5的第一和第二端A、B以及脉冲发生器2。信号发生器2提供频率基本高于输入信号Vn，Vp的频率的信号，用于分别产生第一和第二低通滤波信号SUP，SDW。低通滤波信号SUP，SDW被分别输入到比较器3，3’中。比较器3，3’连接到阈值发生器4，阈值发生器4连接到第一和第二输入信号Vn，Vp以及第一和第二参考信号Vmax，Vmin，并产生与第一和第二输入信号Vn，Vp之间的差成正比的交替阈值信号THRES，以维持空闲状态中放大器的相对高增益，其中所述第一和第二参考信号Vmax，Vmin表示经由负载5的最大和最小信号值的估计。在空闲状态中，放大器仍然维持着相对短的平均值为0的低/高脉冲。在目前的技术水平下，三态D类放大器输出信号关于虚接地电压Vcom对称，并与虚接地电压Vcom产生对比。在空闲状态下，放大器在负载第一端和第二端上的输出信号为零。这可以确定将要接地的共模电压。在空闲状态中产生相对于Vcom的交替阈值信号THRES解决了该问题。阈值发生器4的输入信号与信号的最大预定值Vmax进行比较，并当该信号在Vcom附近时，阈值信号THRES具有不等于零的值。
通常，使用RC滤波器来实现低通滤波器10，10’，滤波装置10，10’的时间常数与RC乘积是成正比。当集成RC滤波器时，遇到了RC时间/增益常数随温度和过程延伸而改变的问题。因此，信号SUP和SDW在它们的幅度中延伸。如果信号SUP和SDW的幅度变得太低，它们可大于VTHRES，并因此将不存在由比较器3，3’产生的信号切换。这导致了增益的下降和失真的增长。通过积分取代VTHRES来解决这个问题。通过利用电路中所有其他部分所使用的相同类型电阻器将早先的VTHRES信号转换成电流来获得这种积分。将这种电流注入到所有低通积分器中使用的相同类型的电容器中。因此，例如若所有电阻降低，则SUP和SDW增加，但VTHRES也增加。
图2描述了本发明的优选实施例中使用的阈值信号发生器4。阈值发生器4包括连接到复用器MUX的第一减法器S1和第二减法器S2，第一减法器S1提供了与第一输入信号Vn和最小估计信号Vmin之差成正比的信号。第二减法器S2提供了与第二输入信号Vp和最大估计信号Vmax之差成正比的信号，复用器MUX提供了阈值信号THRES。减法器S1，S2可如图6所示来实现。图6中，OA1和OA2是减法器中的输入信号。通常，R3＝R5，R4＝R6，以及输出信号与OA2-OA1及常数k＝R4/R3成正比。返回到图2，信号VTHRES也通过从最大预定信号Vmax和最小预定信号Vmin中分别减去输入电压来实现。因此，如果输入电压相对很大，则与最大预定信号Vmax之差较低，THRES具有较低幅度。信号VTHRES将在VCOM附近以一个低幅度交替。通过复用器MUX选择差值(Vp-Vmax)或(Vn-Vmin)产生正/负交替效果。由于这些信号中的每一个都对称于虚接地信号Vcom，最终的复用信号以Vcom为中心交替，阈值信号特征图示所示的平均值作为Vp-Vn的函数。
图3描述了阈值发生器4的更具体的实施方式。为简单起见，仅示出阈值发生器4的一半，除了所包含的信号以外，另一半与第一半完全相同。阈值信号发生器包括电压电流转换装置A4，T1，Ri，用于将第二输入信号Vp和第二参考信号Vmax之间的电压差Vcur转换成电流。阈值发生器4还包括第一积分器T2，C3以及由电流镜CM偏置的第二积分器T3，C4，第一和第二积分器耦合到用于产生流经复用装置M的阈值信号THRES的电压电流转换装置A4，T1，Ri上。如先前所示，产生与输入信号Vp和输入信号的最大预定幅度Vmax之差成正比的电压。随后电阻RI产生电流。该电流用于产生完全反相的两个锯齿信号VSAW1和VSAW2，即当一个信号上升时，另一个信号下降。在一个时钟信号相位ck1上，VSAW1保持为共模电压Vcom，而在前一相位上维持为Vcom的VSAW2开始下降，正比于k(Vp-Vmax)/(Ri*C)。在第二个时钟信号相位ck2上，VSAW1上升，而VSAW2维持为Vcom。因此，也再现了限幅功能以确保功率输出电压集中于VCOM。电阻器Ri和电容器C1＝C2值相互匹配，从而使限幅的锯齿信号的幅度总是超过信号SUP和SDW的幅度。
图4描述了阈值信号发生器4的进一步具体实施方式
，其中复用装置M包括一系列连接到模拟复用器M1的串联的采样保持装置SH1，SH2，该模拟复用装置M1用于产生阈值信号THRES。如果阈值信号的倾斜度偶然与低通滤波信号的倾斜度完全相同，或者甚至如果阈值信号与低通滤波信号完全相等，则出现亚稳定性问题。为了避免这种情况，首先使用采样保持电路来保存由第一和第二积分器提供的信号，随后将它们进行多路复用。
图5描述了在本发明优选实施例中使用的低通滤波器10，10’的实施方式。第一和第二低通滤波器10，10’中的每一个都包括第一低通滤波器A1，Rin，Rfbk，C1，用于低通表示第一和第二输入信号Vn，Vp分别与负载5的第一和第二端A，B上提供的第一和第二输出信号之差的信号，并产生第一信号OA1。第一信号OA1被输入到第五减法器6的输入端以及第二低通滤波器A2，R2，C2。第二低通滤波器A2，R2，C2将第二信号OA2提供到第五减法装置6的另一个输入端。第五减法器6产生提供滤波信号SUP。第一低通滤波器A1，Rin，Rfbk，C1和第二低通滤波器A2，R2，C2包括分别具有耦合到参考信号Vcom的输入端的第一和第二差动输入放大器A1，A2，其中参考信号Vcom基本等于电源电压Vpp的一半。全面低通滤波器具有40dB/十倍的衰减，改善了现有技术的放大器的性能。为简单起见，图5中仅示出了第一低通滤波器10，除了信号之外，第二低通滤波器10’与第一低通滤波器完全相同。来自负载5的第一端A的输出信号经由反馈电阻器Rfbk反馈回来，并与输入Vn进行比较，其中负载5可以是扬声器。在完全差分方式中的差值A/Rfbk-Vn/Rin等于减法B/Rfbk-Vp/Rin。相减的结果是由电容器C1进行积分的电流差。最后得到的低通滤波信号为OA1。第二积分电路R2，C2，A2执行信号OA1的第二低通滤波，并产生输出信号OA2。获得一个两极系统。为了避免稳定性问题，即为了得到大于例如60度的相移，提供了减法器6。因此，在低通滤波装置的传递函数中，在复平面的左半平面中引入一个零，从而改进所有相移到近似90度。如图5所示，电路必须确保减法器3，3’有规律地切换，以适当地控制输出。这通过将不同的锯齿、三角信号加入到由第二低通滤波器R2，C2，A2产生的信号中而获得。增加这种信号的通常方式是在由脉冲发生器2产生的第二积分器的输入上施加一个矩形脉冲电流O2。该电流对电容器C2进行充/放电，并产生对信号OA2的三角锯齿信号的添加。减法器可如图6所示和之前的描述来实现。
图7描述了具有共同输入信号Input作为二进制信号流的D类放大器。该D类放大器包括耦合到共同输入信号Input的反相器5。反相器5产生输入到放大器100中的相互反相的二进制信号流Vn。二进制信号Input的输入流还输入到阈值发生器4。阈值发生器4包括耦合到共同输入端Input的另一个低通滤波装置31，该装置产生第一输入信号Vp以及第二输入信号Vn。该另一个低通滤波装置31用于平均比特流信号Input。如图9中所示，为了产生第一和第二输入信号Vn，Vp，该另一个低通滤波装置31包括产生第一输入信号Vn的第三低通滤波器310，该低通滤波器310被耦合到产生第二输入信号Vp的反相放大装置311。在图9所示的实施方式中，反相放大装置311包括使用运算放大器实现的反相转发器，该反相转发器具有反相输入“-”以及耦合到参考信号Vcom的非反相输入“+”。由另一个低通滤波器产生的信号Vp是反相的，即基本180度相移，而第一输入信号Vn在该另一个低通滤波器的输出端产生。电阻器R1和R2用于控制第一信号Vn的振幅，从而使第一信号Vn与第二输入信号Vp完全相等。作为另一个低通滤波器31，可使用如图10所示的有限脉冲响应(FIR)滤波器。共同输入信号Input被输入到包括级联的触发器串F1，...，Fn的移位寄存器中。通过时钟信号Ck控制触发器，该时钟信号确定通过每个触发器的延迟。每个触发器输出Q1，...，Qn分别通过开关(S1，S’1)，...， (Sn，...，Sn)耦合到相应的可切换电流源(J1，J’1)，...，(Jn，J’n)。可切换电流源的输出电流Js耦合到产生第二输出信号Vp的电流电压转换器400上。
本申请中描述的三态D类放大器可作为一个D类功率放大器集成在一个单音频芯片中。此外，由于它具有相对减少的功率消耗以及相对高的功效，因此可将其使用在便携设备中，例如接收机、CD和/或DVD播放器等。
应注意，本发明的保护范围不限于所描述的实施例中。本发明的保护范围也不受权利要求中的参考数字的限制。词语“包括”不排除除了权利要求中提到以外的其他部分。元件之前的词语“一个”不排除多个元件。组成本发明一部分的装置可以由专用硬件的形式实现，也可以编程用处理器的形式来实现。本发明在于每个新特征或特征的组合。
权利要求
1.一种三态D类放大器(100)，包括第一信号通道(1)以及与第一信号通道(1)完全相同的第二信号通道(1’)，每个信号通道(1，1’)包括相应的第一和第二低通滤波装置(10，10’)，所述低通滤波装置分别连接到由输入装置(Inp，In，Ip)提供的输入信号(Vn，Vp)、负载(5)的第一和第二端(A，B)以及提供一信号的脉冲发生器(2)，该信号的频率基本高于输入信号(Vn，Vp)的频率，所述低通滤波装置分别产生第一和第二低通滤波信号(SUP，SDW)，所述低通滤波信号(SUP，SDW)输入到相应的比较装置(3，3’)中，以及比较装置(3，3’)连接到阈值发生器(4)，该阈值发生器连接到输入装置(Inp，In，Ip)以及表示经由负载(5)的最大和最小信号值的估计的第一和第二参考信号(Vmax，Vmin)，并产生与第一和第二输入信号(Vn，Vp)之差成反比的交替阈值信号(THRES)，以保持放大器在空闲状态中的相对高增益。
2.一种三态D类放大器(100)，其中第一和第二信号(Vn，Vp)为相互反相位，且耦合到第一信号通道(1)和第二信号通道(1’)。
3.如权利要求2的三态D类放大器(100)，其中阈值信号(THRES)与第一和第二输入信号(Vn，Vp)之差的积分成反比，以维持放大器在空闲状态中的相对高增益。
4.如权利要求2或3的三态D类放大器(100)，其中阈值发生器(4)包括连接到复用器(MUX)的第一减法器(S1)和第二减法器(S2)，该第一减法器(S1)提供与第一输入信号(Vn)和最小估计信号Vmin之差成正比的信号，该第二减法器(S2)提供与第二输入信号(Vp)和最大估计信号(Vmax)之差成正比的信号，该复用器(M)提供阈值信号(THRES)。
5.如权利要求3的三态D类放大器(100)，其中阈值发生器(6)包括用于将第一和第二输入信号(Vn，Vp)与相应的第一和第二参考信号(Vmax，Vmin)之间的电压差(Vcur)转换成电流的电压电流转换装置(A4，T1，Ri)。
6.如权利要求5的三态D类放大器(100)，其中阈值发生器(4)还包括由电流镜(CM)进行偏置的第一积分器(T2，C3)和第二积分器(T3，C4)，所述这些积分器耦合到电压电流转换装置(A4，T1，Ri)，用于产生流经复用装置(M)的阈值信号(THRES)。
7.如权利要求6的三态D类放大器(100)，其中复用装置(M)包括连接到用于产生阈值信号(THRES)的模拟复用器(M1)的级联的采样保持装置(SH1，SH2)。
8.如权利要求1的三态D类放大器(100)，其中第一和第二低通滤波装置(10，10’)中的每一个都包括第一低通滤波器(A1，Rin，Rfbk，C1)，用于低通滤波表示第一和第二输入信号(Vn，Vp)分别与负载(5)的第一和第二端(A，B)上提供的第一和第二输出信号之差的信号，并产生一个第一信号(OA1)，该第一信号(OA1)被输入到减法装置(6)的输入端以及第二低通滤波器(A2，R2，C2)，该第二低通滤波器(A2，R2，C2)将第二信号(OA2)提供到该减法装置(6)的另一个输入端，减法装置(6)产生低通滤波信号(SUP)。
9.如权利要求3的三态D类放大器(100)，其中第一和第二低通滤波器包括分别具有耦合到参考信号(Vcom)的输入端的第一和第二差动输入放大器(A1，A2)，所述参考信号基本等于电源电压(Vpp)的一半。
10.如权利要求1的三态D类放大器(100)，其中所述输入装置包括用于反向共同输入信号(Inp)的反相器装置(5)，所述共同输入信号是二进制信号流。
11.如权利要求10的三态D类放大器(100)，其中输入装置包括耦合到共同输入信号(Inp)的另一个低通滤波装置(31)，并产生另一个第一输入信号(V’n)和另一个第二输入信号(V’p)。
12.如权利要求11的三态D类放大器(100)，其中另一个低通滤波装置(31)包括产生另一个第一输入信号(V’n)的第三低通滤波器(310)，该低通滤波器(310)连接到产生另一个第二输入信号(V’p)的反向放大器装置(311)上。
13.一种包括如权利要求1的三态D类放大器(100)的音频放大器。
14.一种包括如权利要求1的三态D类放大器(100)的便携电子设备，如移动电话，CD播放器，音频接收机。
全文摘要
一种三态D类放大器(100)，包括第一信号通道(1)以及与第一信号通道(1)完全相同的第二信号通道(1’)。每个信号通道(1，1’)包括相应的第一和第二低通滤波装置(10，10’)，所述低通滤波装置分别连接到由输入装置(I
文档编号H03F3/217GK1759534SQ200480006474
公开日2006年4月12日 申请日期2004年3月2日 优先权日2003年3月10日
发明者G·德克雷毛西, I·范鲁 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司