专利名称：高精度高线性度数模混合信号环路压控振荡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于通信与信息处理系统的锁相环技术领域，特别是一种高精度高线性度数模混合信号环路压控振荡器。
背景技术：
压控振荡器(VCO)在锁相环路中是最重要组成部件，为了获得高频、高精度的输出频率，一般都采用LC压控振荡器或环路压控振荡器的形式。LC压控振荡器相位噪声低，在噪声指标要求较高的无线通信领域获得了广泛应用，但它也存在功耗大、输出频率范围不宽、集成电感占用面积大且制造工艺精度不高等缺点。而环路压控振荡器由于其低功耗、宽输出频率范围、占用芯片面积小等优点同样在通信和数字电路中得到了广泛应用。随着CMOS集成电路工艺水平按摩尔定律提高，环路压控振荡器的相位噪声性能已逐渐可以和LC压控振荡器的相位噪声相比拟。
普通的环路压控振荡器由连接成环状的N个延迟单元构成，延迟单元可以是单端的，也可以是差分的。对于单端的延迟单元来说，N只能是大于1的单数；对于差分延迟单元来说，N可以是大于1的单数，也可以是偶数。其个数N的多少视所需产生的频率高低而定。普通的延迟单元的结构实际上就是反相放大器，它们的负载管由外界电压Vc控制，改变控制电压Vc，就改变了负载管的导通程度，从而改变了差分反相器的反相延迟时间，使得整个环路的振荡频率发生改变，这就是环路压控振荡器输出信号频率随电压变化的原理，输出信号频率随电压的变化率称为压控振荡器的增益，用Kv表示。
上述普通的环路压控振荡器的一个缺点是VCO的增益Kv太高，外界微小的电压变化就会引起较大输出信号频率变化，在作为锁相环路的应用中，导致对电源波动、衬底噪声、以及从环路滤波器过来的电荷泵和鉴相器的噪声抵抗能力差，这在相位噪声要求极低的无线通信中的应用是很不利的。
人们为了降低Kv、同时加快锁相环路的锁定速度，提出了不少数字预置或数字粗调的VCO，但它们都存在数字粗调或数字预置精度不高的缺点，这将大大降低加快锁定速度的效果。
为了克服以上缺点，我们提出一种高精度、高线性度的VCO。它由连接成环状的多个延迟单元和一个数模混合信号控制电路两大部分构成，或者是由连接成环状的多个延迟单元和一个数字信号控制电路两大部分构成。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种高精度高线性度的数模混合信号环路压控振荡器，以便于通过数字预置或数字粗调来加快锁相环路的锁定速度以及通过降低VCO的增益来增强抗干扰能力。
本发明提供的一种技术解决方案是一种环路压控振荡器，由连接成环状的多个延迟单元和数模混合信号控制电路两大部分构成，数模混合信号控制电路由一个固定恒流源、多个数字信号控制的恒流源、一个模拟信号控制的恒流源和一个负载晶体管构成，数字信号和模拟信号分别控制相应的恒流源，使恒流源的电流流过负载晶体管，共同作用产生一个模拟电压控制延迟单元负载管的导通程度，从而控制压控振荡器的输出信号频率。
所述的环路压控振荡器，数字信号控制的恒流源带有高位数字控制端对低位数字控制端的电流补偿网络，使输出信号频率随数字位高度线性地增长。数字控制部分中，数字位所控制的频率不是按通常的二进制1、2、4、8、16、32、64、128、256MHz这样的频率增长，而是1、1、2、5、10、20、40、80、160MHz这样的频率增长，这样做有利于使最小晶体管与最大晶体管的尺寸之比在一个合理范围内，有利于在复杂的生产工艺误差条件下仍然有1‰(1GHz中心频率下)的高精度。模拟控制部分中，模拟信号控制的恒流源带有高位数字控制端的电流补偿网络，使压控振荡器的增益Kv基本保持不变。
第二种技术解决方案是一种环路压控振荡器，由连接成环状的多个延迟单元和一个数字信号控制电路两大部分构成，数字控制电路由一个固定恒流源、多个数字信号控制的恒流源和一个负载晶体管构成，数字信号分别控制相应的恒流源，使恒流源的电流流过负载晶体管，共同作用产生一个模拟电压，控制延迟单元的其中一对负载管，达到频率的数字预置或数字粗调的目的，延迟单元负载管由并联的多对负载管组成，数字信号控制延迟单元的其中一对负载管，作为频率预置或频率粗调，模拟信号控制其中另一对负载管，作为频率的精确调节。与第一种方案相比，模拟控制信号的控制能力更强，即可以增大Kv，在锁相环的应用中，使之能覆盖大范围的温度变化带来的频率偏移。
所述的环路压控振荡器，数字信号控制的恒流源带有高位数字控制端对低位数字控制端的电流补偿网络，使输出信号频率随数字位高度线性地增长。数字控制部分中，数字位所控制的频率不是按通常的二进制1、2、4、8、16、32、64、128、256MHz这样的频率增长，而是1、1、2、5、10、20、40、80、160MHz这样的频率增长，这样做有利于使最小晶体管与最大晶体管的尺寸之比在一个合理范围内，有利于在复杂的生产工艺误差条件下仍然有1‰(1GHz中心频率下)的高精度。在模拟控制部分中，由于这种方案的Kv受数字部分影响很小，模拟信号控制的恒流源不再需要高位数字控制端的电流补偿网络。
模拟信号控制的恒流源带有高位数字控制端的电流补偿网络，使压控振荡器的增益Kv基本保持不变。
下面结合附图及实施例对本发明作详细说明图1为本发明提出的数模混合信号压控振荡器方框图；图2为本发明提出的数模混合信号压控振荡器结构框图(方案一)；图3为方案一的数模混合控制电路原理4为方案一的数字恒流源补偿网络电路原理图；图5为方案一的模拟恒流源(Kv)补偿网络电路原理图；图6为本发明提出的数模混合信号压控振荡器结构框图(方案二)；
图7为方案二的数字控制电路原理图；图8为方案二的延迟单元电路原理图；具体实施方式
图1是本发明提出的高精度高线性度数模混合信号环路压控振荡器方框图，它有模拟电压输入端Ca；数字输入端C0’、C0、C1、C2、Cn；振荡信号输出端Fout、Fout。数字输入端C0’、C0、C1、C2…Cn的输入数字信号通过内部的控制电路，使压控振荡器输出与预期信号频率非常接近的信号频率，由于数字信号的量化误差，此信号频率与预期的信号频率会有一定的误差，此频率误差通过锁相环路转变成误差电压，再通过模拟信号输入端Ca，控制压控振荡器使它的输出频率更接近预期频率，如此反复循环，最终精确地锁定在预期的信号频率上。这样，既通过数字预置或数字粗调加快了锁定速度，又能够模拟调节精确地锁定频率，这是本发明的数模混合信号控制压控振荡器的主要优点。Fout、Fout是两个反相的信号频率输出端。
图2是本发明提出的数模混合信号压控振荡器的第一种方案的结构框图，它由接成环状的多个延迟单元和数模混合信号控制电路构成。数模混合信号控制电路具有数字信号输入端C0’、C0、C1、…Cn，模拟信号输入端Ca和模拟信号输出端Vc。数模混合信号控制电路的模拟信号输出端Vc直接连接并控制每一个延迟单元；n的个数由数字控制端所需要调节的频率范围和精度确定；模拟控制端Ca在锁相环路中接环路滤波器输出。数字输入信号和模拟输入信号共同作用，产生模拟电压Vc，Vc控制每一个延迟单元的导通程度来改变延迟时间，从而改变输出信号频率。
图3是第一种方案中的数模混合信号控制电路原理图，它由一组恒流源、一个负载晶体管和补偿网络电路构成。负载晶体管MN0的栅极和漏极是接在一起的，构成一个有源负载。晶体管MP1和MP2构成一个固定的恒流源；MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8、MP9、MP10、MP11、MP12、MP13、MP14、MP15、MP16、MP17、MP18、MP19、MP20构成一组由外部数字信号控制的恒流源，其中偶数编号的PMOS晶体管作开关管，分别由数字输入端C0’、C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7控制，奇数编号的PMOS晶体管作恒流管，恒流源电流大小由相应的恒流管尺寸决定；晶体管MP21和MP22构成一个由外部模拟输入端Ca控制的恒流源，其电流大小由Ca端所接的模拟电压控制，在锁相环中，Ca端接环路滤波器的输出。偏置电压可以由任何常见偏置电路得到，只要能保证它们所控制的晶体管饱和导通即可。
以1GHz频段的频率变化范围为320MHz、控制精度为1MHz的环路压控振荡器为例，对9位数字信号频率预置压控振荡器的原理进行说明。让晶体管MP9、MP11、MP13、MP15、MP17、MP19的栅极长度相同并且栅极的宽度成比例关系W19/W17＝W17/W15＝W15/W13＝W13/W11＝W11/W9＝2。当我们分别对数字信号输入端C2、C3、C4、C5、C6、C7加逻辑信号‘0’时，我们能够分别开启晶体管MP10、MP12、MP14、MP16、MP18、MP20，让相应的恒流源的电流流入到负载晶体管MN0，使得压控振荡器分别产生5MHz、10MHz、20MHz，40MHz、80MHz、160MHz的频率变化，这样我们就能做到5MHz的变化精度。我们设计晶体管MP7的栅极长度与MP9的相同并且栅极的宽度成比例关系W9/W7＝2.5，数字信号输入端C1逻辑信号变化时，输出端Vc模拟信号发生改变，使得压控振荡器的输出信号的频率产生2MHz的频率变化；设计晶体管MP5的栅极长度与MP7的相同并且栅极的宽度成比例关系W7/W5＝2，数字信号输入端C0逻辑信号变化时，输出端Vc模拟信号发生改变，使得压控振荡器的输出信号的频率产生1MHz的频率变化；设计晶体管MP3的栅极长度和宽度与MP5的相同W5/W3＝1，数字信号输入端C0’逻辑信号变化时，输出端Vc模拟信号发生改变，使得压控振荡器的输出信号的频率产生1MHz的频率变化。控制数字信号输入端C0’、C0和C1的逻辑信号，改变输出端Vc模拟信号，就能使压控振荡器的输出信号的频率产生1、2、3、4MHz的变化。这样，我们控制数字信号输入端C0’、C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7的逻辑信号组合，改变输出端Vc模拟信号，就能使压控振荡器的输出信号的频率产生1MHz到319MHz的变化，其频率的最小变化量为1MHz。
如上所述，我们说明了数字信号输入端C0’、C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7单独加逻辑信号时频率变化的情况。但是，由于实际电路的非线性特性，数字信号输入端C0’、C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7和输出信号的频率变化之间的关系也是非线性的。例如，C7和C2同时加逻辑信号‘0’，频率的增长并不会准确地等于165MHz，这是因为(1)恒流源并不是理想的恒流源，Vc点的电压改变会导致恒流源电流大小的改变。C7加逻辑信号‘0’，使MP19、MP20导通，导致电压Vc改变，这时C2加逻辑信号‘0’，C2所控制的恒流源MP9、Mp10的电流大小I2与C7没有加逻辑信号‘0’时是不同的；(2)即使我们近似认为恒流源电流大小不发生改变，由于有源负载电阻MN0并不具有理想的U＝IR的线性关系，相同的电流变化ΔI在电压Vc大小不同的情况下，也不会产生相同的电压变化增量ΔVc；(3)即使MN0是理想的电阻，由于VCO输出信号频率与输入电压Vc的非线性，相同的电压增量ΔVc，也不会导致相同的频率增量Δf。由于以上种种非理想性因素，导致输出信号频率与数字输入信号之间的线性度较差，因此需要有恒流源的电流补偿网络来祢补非线性误差，最终使得输出信号频率与输入数字信号之间成高度的线性关系。
图4即为数字恒流源的电流补偿网络。补偿的原理基于以下的电路特征(1)由于流过有源负载MN0的电流I与电压Vc呈平方关系，在一个小的电流变化范围内电流I与电压Vc近似为线性关系；(2)VCO输出信号频率与输入电压Vc的关系在中心频率附近的较大的Vc范围内可以近似为线性关系。考虑到以上的电路特征，只有当数字信号输入端C0’、C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7的信号改变导致MN0的电流I发生较大的变化时，我们才对电路进行补偿。
原则上，数字信号输入端C0’、C0、C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7所控制的恒流源从低位到高位逐次打开时，每一个高位数字信号所控制的恒流源打开时都要对相应的所有低位数字信号控制的恒流源进行电流补偿，例如，C7控制的恒流源打开时要对C6、C5、C4、C3、C2、C1、C0、C0’所控制的恒流源进行电流补偿，而C6控制的恒流源打开时要对C5、C4、C3、C2、C1、C0、C0’所控制的恒流源进行补偿，同样对C5、C4、C3、C2、C1控制的恒流源打开时也要对相应的低位数字信号控制的恒流源进行补偿。同样，当两个高位数字信号所控制的恒流源同时打开时，也要对相应的低位数字信号所控制的恒流源进行补偿；进一步，当三、四、五、六、七个高位数字信号所控制的恒流源同时打开时，仍然要对相应的低位数字信号所控制的恒流源进行补偿。这样做，虽然可以达到极高的精度，然而电路结构极为复杂而几乎不可能。
因此，我们需要在电流补偿网络的复杂度与精度之间作一个折衷。由于我们的预置频率精度要求在1MHz范围内，并且在某一个Vc点附近的小范围内电流I与电压Vc近似为线性关系，我们是这样补偿的当高位数字信号C5、C6、C7所控制的恒流源打开时，就要对相应的低位数字信号所控制的恒流源进行补偿；C0’、C0所控制的恒流源由于电流小、所引起的频率变化在1MHz以内，所以无论何种情况都不用补偿。
图4中，晶体管MP31、MP32、MP33、MP34、MP35构成了C5所控制的恒流源打开时，对C4、C3、C2、C1所控制的恒流源的电流补偿。我们首先说明C5打开时对C4的补偿当C5加逻辑信号‘0’时，MP31导通，此时若C4加逻辑信号‘0’，恒流源支路MP13、MP14的电流为I4(见图3)，同时补偿恒流源的晶体管MP32也导通，则有一电流ΔI45从MP32、MP31流下，ΔI45就构成了在C5打开时I4的补偿量，使得I4+ΔI45产生20MHz的频率增量，与只有C4单独加逻辑信号‘0’由I4产生的频率增量20MHz相同。同理我们可以说明C5所控制的恒流源打开时，对C3、C2、C1所控制的恒流源的补偿方法。以上晶体管中，MP31作开关管，宽长比较大，而补偿恒流源的晶体管MP32、MP33、MP34、MP3的宽长比之比等于8∶4∶2∶1。
图4中，晶体管MP36、MP37…MP41构成了C6所控制的恒流源打开时，对C5、C4、C3、C2、C1所控制的恒流源的电流补偿，补偿的原理同前。
图4中，晶体管MP47、MP38…MP53构成了C7所控制的恒流源打开时，对C6、C5、C4、C3、C2、C1所控制的恒流源的电流补偿，补偿的原理同前。
图4中，晶体管MN1、MP42、MP43、MP44、MP45、MP46构成了C5和C6所控制的恒流源同时打开时，对C4、C3、C2、C1所控制的恒流源的补偿。尽管C5和C6单独打开已经分别对C4、C3、C2、C1有了电流补偿，但它们同时打开时，还需要一个新的电流补偿量，为了更精确地预置频率，这一部分也是必须的。从图中看到，若C6、C5加逻辑信号‘0’，MN1和MP42导通，此时若C4也加逻辑信号‘0’，则MP43导通，有电流从MP43、MP42和MN1流下，此电流即为C6、C5同时打开时对C4的新增的补偿量。同理，我们可以说明C5和C6所控制的恒流源同时打开时，对C3、C2、C1所控制的恒流源的补偿。其中MN1和MP42作开关用，其宽长比较大，而恒流管MP43、MP44、MP45、MP46的宽长比之比等于8∶4∶2∶1。
图4中，晶体管MP54、MP55、MP56、MP57、MP63、MN2构成了C7和C5所控制的恒流源同时打开时，对C4、C3、C2、C1所控制的恒流源的补偿；晶体管MP54、MP55、MP56、MP57、MP58、MP64、MN2构成了C7和C6所控制的恒流源同时打开时，对C5、C4、C3、C2、C1所控制的恒流源的补偿。在这里，C7、C5同时打开和C7、C6同时打开对C4、C3、C2、C1的补偿都用到了晶体管MP54、MP55、MP56、MP57，这要求数字信号输入端C5、C6控制的晶体管MP63、MP64的宽长比取较小值，使它们不仅具有开关作用，而且具有限流作用，而且取MP63、MP64的宽长比之比为1∶2，就做到了两者补偿的电流不相同。图中还有一条电流支路电流从MP58、MP63、MN2流下，这一部分电流和MP49、MP47支路的电流合并作为当C7和C5打开时的补偿。
图4中，晶体管MN3、MN4、MP59、MP60、MP61、MP62、MP65构成了C7、C6、C5所控制的恒流源同时打开时，对C4、C3、C2、C1所控制的恒流源的补偿。补偿的原理仍然和前面相同。
综上所述，在C5位打开后的每一个数字输入信号点都做了补偿。也可以在C4位、C3位、C2位打开后开始补偿，这样可以达到更高的频率精度和线性度。
对于数字信号无法调节的更高精度的信号频率，由模拟控制端Ca来完成。模拟控制端Ca在锁相环中接环路滤波器的输出，数字信号预置或粗调的频率误差经锁相环路转变成环路滤波器上的输出电压，环路滤波器上的电压变化通过模拟信号控制端Ca引起MP21、MP22这条恒流源支路电流的变化，从而引起总的Vc的变化，从而模拟控制VCO信号频率变化。随着数字信号控制的恒流源逐渐导通，Vc点的电压发生变化，模拟信号控制的恒流源以同样大的ΔI变化不再引起同样大ΔVc的变化，也即不会引起同样大频率的变化，这将导致Kv减小。因此，Kv可以如图5所示进行补偿当C7端加逻辑信号‘0’时，会增加一条恒流源支路MP23、MP24受到模拟控制端Ca的控制；当C6端加逻辑信号‘0’时，会增加一条恒流源支路MP25、MP26受到模拟控制端Ca的控制；当C5端加逻辑信号‘0’时，会增加一条恒流源支路MP27、MP28受到模拟控制端Ca的控制。总之，当C7、C6、C5等控制的较大电流的恒流源打开时，会有更多的恒流源受到模拟电压的控制。从而增大了Kv，使它的大小在整个数字信号控制的频段内基本保持一致，这对保持锁相环路的稳定性和鲁棒性是非常有益的。
图6是本发明的第二种解决方案，它由一个数字信号控制电路和连接成环状的多个延迟单元两部分组成，其中数字信号控制电路和图3中的数字信号控制的恒流源及其电流补偿网络完全相同，如图7所示。构成方案二的延迟单元的一个实施例如图8所示，其延迟单元是在普通的全幅度差分反相器的基础上，在其负载管上并联两对PMOS管MP3、MP4和MP5、MP6，其中MP3、MP4用于加快延迟单元的翻转速度以提高输出频率；MP5、MP6用于模拟电压控制。这种结构由于数字信号控制的恒流源对模拟电压控制的恒流源影响很小，即对Kv的影响很小，因此可以不再需要Kv的补偿网络。
方案二的工作原理与方案一完全类同。与方案一相比，方案二把模拟控制端与数字控制端分离，模拟控制端放在延迟单元内部来改变延时从而改变输出信号频率，其优点是，VCO的增益Kv较大，可以覆盖较大范围的温度变化带来的频率变化。而方案一的优点是Kv较小，所需要的环路滤波器电容小，更有利于集成。
本发明阐述的压控振荡器(VCO)有如下优点1.具有很高的精度和线性度，在锁相环路的应用中，便于精确地数字预置或数字粗调，以加快锁定速度。
2.相对于普通VCO，大大降低了VCO的增益，这有利于减小外界对VCO的影响，增强抗干扰能力，降低相位噪声。
3.VCO增益下降还带来了另一个好处，就是环路滤波器中的电容值成比例地下降了。在集成电路中，电容要占很大的芯片面积，电容值的降低将可能使外置的电容集成到集成电路中去，或者使已集成的电容所占芯片面积更小。
4.VCO的增益基本保持不变，保证在锁相环路的应用中，环路的稳定性和鲁棒性。
本发明提出的高精度、高线性度数模混合信号控制的环路压控振荡器非常适合于电压预置或电压粗调的锁相环中，其提高精度、线性度的方法亦可以应用到LC压控振荡器中。
权利要求
1.一种环路压控振荡器，由连接成环状的多个延迟单元和数模混合信号控制电路两大部分构成，其特征在于，数模混合信号控制电路由一个固定恒流源、多个数字信号控制的恒流源、一个模拟信号控制的恒流源和一个负载晶体管构成，数字信号和模拟信号分别控制相应的恒流源，使恒流源的电流流过负载晶体管，共同作用产生一个模拟电压控制延迟单元负载管的导通程度，从而控制压控振荡器的输出信号频率。
2.一种环路压控振荡器，由连接成环状的多个延迟单元和一个数字信号控制电路两大部分构成，其特征在于，数字控制电路由一个固定恒流源、多个数字信号控制的恒流源和一个负载晶体管构成，数字信号分别控制相应的恒流源，使恒流源的电流流过负载晶体管，共同作用产生一个模拟电压，控制延迟单元的其中一对负载管，达到频率的数字预置或数字粗调的目的，延迟单元负载管由并联的多对负载管组成，数字信号控制延迟单元的其中一对负载管，作为频率预置或频率粗调，模拟信号控制其中另一对负载管，作为频率的精确调节。
3.如权利要求1或2所述的环路压控振荡器，其特征在于，数字信号控制的恒流源带有高位数字控制端对低位数字控制端的电流补偿网络，使输出信号频率随数字位高度线性地增长。
4.如权利要求1所述的环路压控振荡器，其特征在于，模拟信号控制的恒流源带有高位数字控制端的电流补偿网络，使压控振荡器的增益Kv基本保持不变。
5.如权利要求1或2所述的环路压控振荡器，其特征在于，数字控制部分中，数字位所控制的频率，是1、1、2、5、10、20、40、80、160MHz这样的频率增长，这样做有利于使最小晶体管与最大晶体管的尺寸之比在一个合理范围内，有利于在复杂的生产工艺误差条件下仍然有1‰的高精度。
全文摘要
本发明涉及高精度高线性度数模混合信号控制的环路压控振荡器，由连接成环状的多个延迟单元和一个数模混合信号控制电路两大部分构成(方案一)，或者是由连接成环状的多个延迟单元和一个数字控制电路两大部分构成(方案二)。方案一，其延迟单元是普通的差分反相器，而数模混合信号控制电路部分，是由一组电流大小不等的恒流源和一个有源负载MOS管构成。方案二，其数字控制电路与方案一的数字控制电路部分相同，其延迟单元的负载管则由并联的多对负载管组成，其中一对负载管由数字信号控制电路控制，作为频率预置或频率粗调，另一对负载管由模拟信号控制，作为频率的精确调节。本发明可广泛应用于现代通信、数字电路以及其它电子信息处理系统中。
文档编号H03L7/099GK1815878SQ20051001129
公开日2006年8月9日 申请日期2005年2月3日 优先权日2005年2月3日
发明者邝小飞, 吴南健 申请人:中国科学院半导体研究所