专利名称：功率乘法器系统和方法
技术领域：
本发明涉及功率乘法器系统和方法，尤其涉及用于D类数字放大器中的这种系统。
背景技术：
目前，可从传统D类数字放大器得到的典型最大输出功率大约是到4欧姆负载中100瓦至200瓦。由于放大器中使用的半导体的缘故，此最大输出功率受限。希望保持用于制作放大器的集成电路的尺寸较小，以有利于紧凑的产品设计，但是同时也需要更高的输出功率，D类数字放大器由于其高效率尤其需要这一点。
发明内容
一般而言，本发明提供了一种功率乘法器系统和方法，其中系统的功率是通过如下方式增大的限制施加到脉冲宽度调制器级的信号的范围，将第一切换级的输出施加到系统的输出端并将切换后的电压施加到系统的另一个输出，以产生基本上不失真的输出信号。
根据本发明的第一方面，提供了一种用于放大器的功率乘法器系统，其包括功率乘法器控制级；放大器级；和可连接到所述功率乘法器控制级的第一切换级；所述放大器级可连接到所述功率乘法器控制级；其中所述功率乘法器系统具有第一输出端和第二输出端，所述放大器级可连接到所述第二输出端，用于驱动可连接在所述第一和第二输出端之间的负载；并且其中所述第一切换级可连接到所述第一输出端，以将可切换的DC电压电平施加到所述第一输出端。
根据本发明的第二方面，提供了一种放大从具有第一输出端和第二输出端的数字放大器系统输出的功率的方法，所述方法包括以下步骤将输入信号施加到功率乘法器控制级；在所述功率乘法器控制级中产生一个或多个信号；利用所述一个或多个信号中的一个或多个控制放大器级；经由所述放大器级驱动所述第二输出端；利用来自所述功率乘法器控制级的一个或多个信号控制第一切换级；在所述第一切换级中从多个电压电平中选择一个或多个可切换的DC电压电平；以及将所述一个或多个选中的电压电平施加到所述第一输出端，用于在可连接在所述第一和第二输出端之间的负载两端产生基本上不失真的波形。
现将仅为举例说明参考以下附图描述本发明的优选特征，其中图1是传统D类数字放大器构造的示意方框图；图2是根据本发明的优选实施例的放大器的示意电路图；图3是图2的电路中的节点2处的输出信号的波形；图4是图2的电路中的节点1处的信号的波形；图5是图2的电路中的负载两端出现的信号的波形和来自传统桥接式负载(BTL)放大器的信号的波形；图6是图2的电路中的负载两端、节点2处和节点1处的波形图；图7是根据本发明的另一个优选实施例的放大器的示意电路图；图8是图7的电路中的节点2处的输出信号的波形；图9是图7的电路中的节点1处的信号的波形；图10是图7的电路中的负载两端、节点2处和节点1处的波形图；图11是根据本发明的另一个优选实施例的放大器的示意电路图；图12是来自图11的电路中的脉冲宽度调制器的用于DC调制电压的脉冲宽度调制信号的示意图；
图13是根据本发明的另一个优选实施例的放大器的示意电路图；图14是来自图13的电路中的脉冲宽度调制器的用于DC调制电压的脉冲宽度调制信号的示意图；图15是根据本发明的另一个优选实施例的放大器的示意电路图；以及图16是本发明的另一个按模拟模式操作的优选实施例的示意电路图。
具体实施例方式
图1示出BTL配置的单通道驱动扬声器负载的传统D类数字放大器系统的方框图。
该系统包括脉冲宽度调制器集成电路4、功率级驱动器集成电路5和驱动负载7的MOSFET H桥级6。数字音频输入信号被馈送到脉冲宽度调制器电路4，从脉冲宽度调制器电路4输出的脉冲宽度调制信号被施加到功率级驱动器5。功率级驱动器5的输出驱动MOSFET H桥级6，MOSFET H桥级6又驱动负载7。
图1系统中产生对负载7的最大不失真输出的数字输入信号的峰值幅度(Vcc伏特峰峰值)可表示为A。在此配置中，输出功率上的主要限制是由功率级驱动器IC 5的功率处理能力引起的。
图2示出根据本发明的第一优选实施例的系统，包括功率乘法器控制级10，切换级11、脉冲宽度调制器级12、功率驱动器级13、两个功率MOSFET M1、M2、电感器L1、电容器C1和负载20。脉冲宽度调制器级12、功率驱动器级13和两个功率MOSFET M1和M2形成放大器级。
在图2的系统中，数字音频输入信号30被施加到功率乘法器控制级10，功率乘法器控制级10将信号幅度例如乘以3，并检查信号的电平。如果信号低于A，即传统D类放大器中对于电源电压Vcc将产生最大不失真输出峰峰值的数字输入信号的峰值幅度，则切换级11将选择电压1/2Vcc，所述切换级优选地是多路开关。
如果信号电平超过A，则多路开关11将切换到地(GND)，并且将从输入信号乘以3的结果中减去电平A。如果电平超过2A，则开关11将选择电压-1/2Vcc，将从信号乘以3的结果中减去电平2A。在这两种情况下，此结果都会被发送到脉冲宽度调制器级12，该脉冲宽度调制器级优选地是PWM处理器IC。从而到PWM处理器IC 12的输入幅度始终被保持在A以下，使得不会发生溢出，并且信号保持在系统的线性工作范围内。
乘后的信号被施加到脉冲宽度调制器12，以产生经宽度调制的脉冲的序列，然后该序列被施加到功率驱动器级13。
类似地，对于输入信号30的负峰值，如果信号电平超过-A或-2A，则多路开关11将分别切换到Vcc或3/2Vcc。同样，-A或-2A将被从信号乘3的结果中减去，并且此结果将被发送到PWM处理器IC 12。
功率驱动器级13驱动串联耦合在电源Vcc两端的两个MOSFET M1和M2。两个MOSFET M1和M2的连接点连接到电感器L1的第一端。L1的输出在节点2处耦合到电容器C1的一侧以及负载20的一端。电容器C1的另一侧接地。来自功率乘法器控制单元10的数字输出被施加到切换级11，该切换级还耦合到一系列电压源Vcc、3/2Vcc、1/2Vcc、地和-1/2Vcc。
切换级11选择功率乘法器控制单元10确定的电压源之一，并且选中的电压电平被施加到节点1处负载20的第二侧。电感器L1和电容器C 1形成低通滤波器。
图3示出如果幅度为A的正弦输入信号被作为音频输入信号30施加，图2的电路的节点2处的信号的图。
图4示出节点1处的相应信号的图。图5示出图2的系统中的负载20两端的相应的整体信号的图，以及来自传统桥接式负载(BTL)放大器的信号的波形。图6利用图2的系统在一幅图中示出节点1、节点2和负载20两端的信号。
如图5所示，与图1中所示类型的实现峰值幅度Vcc的传统系统相比，利用图2的系统实现了1.5Vcc的峰值幅度，在两种情况中使用相同的集成电路。就功率来说，通过利用图2的系统，输出功率与来自图1所示类型的传统系统的功率相比例如可增大到2.25倍，这在以下计算中示出。
原输出功率，PO=VO2R]]>
功率乘法器输出功率，PX=VX2R]]>=(32VO)2R]]>=94VO2R]]>=2.25PO]]>由于功率乘法器控制级10可用数字信号处理器来实现，因此图2的系统可通过使用适当算法来容易地实现。将功率乘法器控制级10包括在PWM处理器12内也是可以的并且值得做的，因为这将减少所需的集成电路的数目。
虽然已将输入信号30描述和图解成是单纯的正弦波，但是可使用任何形式的输入信号。
根据本发明的另一个优选实施例的系统的替换实施例在图7中示出。图7的电路与图2所示的相同，只不过切换电压的数目减少到了3，即-1/2Vcc、1/2Vcc和3/2Vcc。
在图7的实施例中，功率乘法器控制级10将输入信号乘5并且检测信号电平。如果信号低于A，则多路开关11将选择电压1/2Vcc以施加到负载20的第一侧。如果信号电平超过A，则多路开关11将切换到-1/2Vcc。同时，从输入信号乘以5的结果中减去2A，并且此结果被发送到PWM处理器IC 12。
类似地，对于负极性侧，如果电平超过-A，则多路开关11将选择电压3/2Vcc，并且将从信号乘以5的结果中减去-2A，并且此结果将被发送到PWM处理器IC 12。
图8示出如果幅度为A的正弦输入信号被作为数字音频输入信号30施加，图7的系统的节点2处的信号的图。
图9示出图7的系统中的节点1处的相应信号的图，图10在一幅图中示出图7的系统的节点1、节点2处和负载20两端的信号。
图11示出本发明的另一个优选实施例，其与图2和7的实施例的不同之处在于MOSFET驱动涉及整个桥，而对于图2所示的第一个描述的实施例，可看出只有一半H桥被使用。此外图11的实施例与图2的实施例相比切换电压的档数也较少。
在图11的系统中，数字输入信号30被施加到功率乘法器控制级10，在这里对其进行乘法和采样。正如图2中的系统中那样，信号电平幅度被检查并按需要调整，以保持电平处于PWM处理器12的工作范围之内。乘后的输出信号被施加到PWM处理器12，然后来自该PWM处理器的宽度调制脉冲被施加到功率驱动器级13的输入。来自此级13的输出，除被施加到MOSFET M1和M2以外，还被施加到另外两个MOSFET M3和M4。M1和M2串联连接在电源Vcc和地之间，其连接点被连接到电感器L1，电感器L1的第二端在节点2处连接到电容器C1的第一端和负载20的第一端。MOSFET M3和M4串联连接在电源Vcc和地之间。M3和M4之间的连接点连接到电感器L2的第一端，电感器L2的第二端连接到电容器C2。电容器C1和C2的另一端接地。L2的第二端还连接到节点3处切换单元14的输入。到切换单元14的其他电压输入为-1/2Vcc和3/2Vcc。切换操作由功率乘法器级10控制。
在图11的系统中，工作原理与图2的实施例相同，但是在图11的配置中，直流电压GND、1/2VCC和VCC被从H桥连接到3路开关14的一侧提供给负载的节点1。通过控制从功率驱动器级13施加到M3和M4的脉冲宽度调制(PWM)信号的宽度，经过L2和C2形成的低通滤波器，DC电压经过3路开关14被施加。用于产生这些DC电压的PWM信号在图12中示出。
本发明的另一个实施例在图13中示出。在此实施例中，输入信号30被施加到功率乘法器控制单元10，其输出被施加到脉冲宽度调制器12。来自脉冲宽度调制器12的经脉冲宽度调制的脉冲被施加到功率驱动器级13，此级的输出控制串联在电源两端的MOSFET M1和M2。MOSFET M1和M2的连接点连接到电感器L1的第一端，电感器L1的第二端连接到负载20的第一端和电容器C1的第一端以形成节点2。来自功率乘法器控制级10的控制输出被施加到脉冲宽度调制信号发生器级15，脉冲宽度调制信号发生器级15提供输出以驱动另一对MOSFET M3和M4，M3和M4串联连接在电源3/2Vcc和-1/2Vcc之间。MOSFET M3和M4的连接点连接到电感器L2的第一端，电感器L2的第二端耦合到电容器C2的第一端和负载20的第二端以形成节点1。C1和C2的第二端都接地。
在图13的实施例中，到节点1的DC电压-1/2Vcc、GND、1/2Vcc、Vcc和3/2Vcc的切换是由PWM信号发生器15通过控制PWM信号的宽度经过L2和C2形成的低通滤波器提供的，PWM信号的宽度如以下图14所示。
图14示出对于各种切换电压分别施加到图13的系统中的M3和M4的脉冲宽度调制信号。
为获得-1/2Vcc的切换电压，上晶体管M3关断，下晶体管M4导通。
为了获得接地状态，上晶体管M3导通1/3个周期，同时下晶体管M4关断，然后在剩余的2/3个周期中，M3关断，同时M4导通。
为了获得切换电压1/2Vcc，M3导通半个周期，同时M4关断，然后在剩余的半个周期中，M3关断，同时M4导通。
为了获得切换电压Vcc，M3导通2/3个周期，同时M4关断，然后在剩余的1/3个周期中，M3关断，同时M4导通。
为了获得切换电压3/2Vcc，在周期的持续时间中，M3导通，M4关断。
本发明的另一个优选实施例在图15中示出。切换模式电源(Switching Mode Power Supply)被用于在DC电压间切换。正如图2的系统中那样，信号电平幅度被检查并按需要调整以便将电平保持在PWM处理器12的工作范围内。数字音频输入信号30被施加到功率乘法器控制级10，在这里它被做乘法，然后乘后输出被施加到脉冲宽度调制器级12。来自脉冲宽度调制器级12的经脉冲宽度调制的脉冲被施加到功率驱动器级13，该功率驱动器级13驱动串联连接在电源两端的一对MOSFET晶体管M1和M2。MOSFET晶体管M1和M2的连接点连接到电感器L1的第一端，电感器L1的第二端连接到电容器C1的第一端和负载20的第一端以形成节点2。
功率乘法器控制级10的切换输出被施加到切换模式电源16，以便在-1/2Vcc、地、1/2Vcc和3/2Vcc之间切换其输出电压。
切换模式电源16的输出电压被施加到负载20的第二端以形成节点1，电容器C1的第二端接地。来自图15所示的切换模式电源16的其他输出电压V1、V2和V3是提供给设备内的其他诸如微控制器这样的装置的其他电压。
由于功率乘法器控制级10可用数字信号处理器来实现，因此图2、7、11、13和15的系统可通过使用适当的传统控制算法来容易地实现。
图16示出本发明的另一个按模拟模式工作的优选实施例，它与图2、7、11、13和15中按数字模式工作的实施例形成对比。图16的系统包括D类模拟放大器23，该放大器具有第一(正)输入和第二(负)输入、切换级24、比较器级25、附加接口级26、负载27和由电阻器R9和R10组成的分压比等于放大器23的增益的倒数的电阻性分压器网络。比较器级25和附加接口级26形成功率乘法器控制级。
在图16的系统中，模拟输入信号19被施加到增益为Gv的D类模拟放大器23的负输入。模拟输入信号19还被施加到比较器级25，其中它被与从正电压源Vref和负电压源-Vref获得的多个DC电压相比较。在比较器级25内，六个电阻器R1至R6的串联链连接在Vref和-Vref之间以提供多个DC电压。电阻器R3和R4的连接点接地。在比较器级25内还有四个比较器。模拟输入信号19被施加到每个比较器的一个输入，每个比较器的另一个输入连接到电阻器R1至R6的链中的连接点，所述连接点在R1和R2之间、R2和R3之间、R4和R5之间以及R5和R6之间。优选地，电阻器R1和R6的电阻值相等。从而信号被与电压±1/3Vref和±2/3Vref相比较。
比较器的输出耦合到附加级26，该级可包括控制电路以控制切换级24。级26的输出耦合到切换级24。
切换级24的输出耦合到负载27的第一(正)端，还耦合到由电阻器R9和R10形成的分压器的电阻器R9。R9和R10之间的连接点耦合到D类模拟放大器23的第一(正)端。R10的另一端接地。负载27的第二(负)端的输出连接到D类模块放大器23的输出。
在图16的系统中，到D类放大器23的电源电压只需要为总输出电压摆幅的三分之一。因此，如果总不失真输出电压为±Vcc，则Vref被选择为使得±Vref的输入摆幅给出不失真的输出±Vcc。
如果输入信号19的正向振幅超过电平1/3Vref，则连接在R2和R3的连接点处的比较器将给出输出，该输出经由级26设置切换级24以给出对应于1/3Vcc的输出Vcc1。
如果正向振幅超过2/3Vref，则连接到R1和R2的连接点的比较器将产生输出，该输出设置切换级24以给出对应于2/3Vcc的输出Vcc2。
如果输入信号19的负向振幅超过电平-1/3Vref，则连接在R4和R5的连接点处的比较器将给出输出，级26将用该输出来设置切换级24以给出对应于-1/3Vcc的输出-Vcc1。
如果负向振幅超过-2/3Vref，则连接到R5和R6的连接点的比较器将产生输出，该输出设置切换级24以给出等于-2Vcc1的输出-Vcc2。
负载27的第一(正)和第二(负)端处的波形也在图16中示出。在图16的实施例中，D类放大器23可实现的输出功率高于单独的放大器的设计功率。在图2至15的实施例中，可以在不增大施加到放大器的电压的情况下产生比传统放大器设计更高的输出功率，或者以较低的电源电压产生相同的输出功率。
由于电阻器R9和R10之间的连接点连接到D类模拟放大器23的正端，因此此连接点处的信号电平被从输入信号电平中减去，使得产生的从放大器23输出的信号电平在放大器23的线性工作范围内。
可对上述本发明的实施例做出各种修改。例如，可对上述实施例添加或替换其他元件和方法步骤。从而，虽然在上文中本发明是用特定实施例来描述的，但是在不脱离本发明的精神和范围的情况下，许多变动在权利要求书的范围内都是可能的，并且对本领域的技术人员也是明显的。
权利要求
1.一种用于放大器的功率乘法器系统，包括功率乘法器控制级；放大器级；和可连接到所述功率乘法器控制级的第一切换级；所述放大器级可连接到所述功率乘法器控制级；其中所述功率乘法器系统具有第一输出端和第二输出端，所述放大器级可连接到所述第二输出端以驱动可连接在所述第一和第二输出端之间的负载；并且其中所述第一切换级可连接到所述第一输出端，以将可切换的DC电压电平施加到所述第一输出端。
2.如权利要求1所述的功率乘法器系统，其中所述放大器包括可连接到所述功率乘法器控制级的脉冲宽度调制器级，可连接到所述脉冲宽度调制器级的功率驱动器级；以及可连接到所述功率驱动器级的第二切换级；其中所述第二切换级可连接到所述第二输出端以驱动可连接在所述第一和第二输出端之间的负载。
3.如权利要求2所述的功率乘法器系统，还包括可连接在所述第二切换级和地之间的低通滤波器。
4.如权利要求2所述的功率乘法器系统，其中所述第二切换级包括至少两个可串联连接的MOSFET。
5.如权利要求2所述的功率乘法器系统，其中所述第一切换级包括选择器，用于选择要施加到所述第一输出端的多个预定的直流电压电平中的一个或多个。
6.如权利要求2所述的功率乘法器系统，其中所述功率乘法器控制级包括乘法器、减法器和比较器。
7.如权利要求2所述的功率乘法器系统，还包括可连接到所述功率驱动器级和所述第一切换级的第三切换级，以经过第一切换级向所述第一输出端提供多个可切换的直流电压电平。
8.如权利要求7所述的功率乘法器系统，其中所述第三切换级包括至少两个可串联连接的MOSFET。
9.如权利要求2所述的功率乘法器系统，其中所述第一切换级包括脉冲宽度调制信号发生器。
10.如权利要求2所述的功率乘法器系统，其中所述第一切换级包括切换模式电源。
11.如权利要求1所述的功率乘法器系统，其中所述放大器级包括具有第一输入和第二输入以及增益的D类模拟放大器。
12.如权利要求11所述的功率乘法器系统，还包括可连接到所述放大器的所述第一输入的分压器，并且该分压器的分压比对应于所述放大器的所述增益的倒数。
13.一种放大从具有第一输出端和第二输出端的数字放大器系统输出的功率的方法，所述方法包括以下步骤将输入信号施加到功率乘法器控制级；在所述功率乘法器控制级中产生一个或多个信号；利用所述一个或多个信号中的一个或多个控制放大器级；经由所述放大器级驱动所述第二输出端；利用来自所述功率乘法器控制级的一个或多个信号控制第一切换级；在所述第一切换级中从多个电压电平中选择一个或多个可切换的直流电压电平；以及将所述一个或多个选中的电压电平施加到所述第一输出端，用于在可连接在所述第一和第二输出端之间的负载两端产生基本上不失真的波形。
14.如权利要求13所述的方法，其中控制放大器级的步骤包括利用所述一个或多个信号中的一个或多个控制脉冲宽度调制级以产生经宽度调制的脉冲的序列；并且其中驱动所述第二输出端的步骤包括利用所述经宽度调制的脉冲序列经由第二切换级驱动所述第二输出端。
15.如权利要求14所述的方法，还包括在将所述脉冲序列施加到所述第一输出端之前，在低通滤波器中对来自所述第一切换级的所述经宽度调制的脉冲序列进行滤波。
16.如权利要求14所述的方法，其中在所述第二切换级中驱动所述第二输出端的步骤包括驱动至少两个可串联连接的MOSFET。
17.如权利要求14所述的方法，其中在所述第一切换级中选择的步骤包括选择要施加到所述第二输出端的多个预定的直流电压电平中的一个或多个。
18.如权利要求14所述的方法，其中在所述功率乘法器控制级中产生一个或多个信号的步骤包括将所述输入信号乘以预定的因子；将所述输入信号与预定的参考值相比较，如果所述输入信号超过所述参考值，则降低所述输入信号以保持施加到所述脉冲宽度调制器的信号在所述调制器的工作范围内；以及根据所述输入信号的幅度确定一个或多个控制信号以控制所述第一切换级。
19.如权利要求14所述的方法，还包括利用可连接到所述功率驱动器级和所述第一切换级的第三切换级，经过第一切换级向所述第一输出端提供多个可切换的直流电压电平。
20.如权利要求19所述的方法，其中所述提供多个所述电平的步骤包括使用至少两个可串联连接的MOSFET。
21.如权利要求14所述的方法，其中所述在所述第一切换级中选择要施加到所述第一输出端的所述一个或多个电压的步骤包括生成具有多个脉冲的脉冲宽度调制信号，每个脉冲具有与其相关联的宽度，所述宽度由所述功率乘法器控制级控制。
22.如权利要求21所述的方法，还包括利用所述多个脉冲驱动第三切换级以经由低通滤波器将选中的电压电平施加到所述第一输出端。
23.如权利要求14所述的方法，其中所述在所述第一切换级中选择要施加到所述第一输出端的所述一个或多个电压的步骤包括对切换模式电源进行切换以产生要施加到所述第一输出端的预定电压，所述电压是由来自所述功率乘法器控制级的所述一个或多个信号决定的。
24.如权利要求14所述的方法，其中所述驱动所述第二输出端的步骤包括将所述输入信号施加到所述放大器级的负输入，经由分压器将来自切换级的输出的DC电压施加到放大器级的正输入，使得放大器级的输出保持在所述放大器的线性工作范围内。
25.如权利要求13所述的方法，其中在所述功率乘法器控制级中产生一个或多个信号的步骤包括将所述输入信号与预定的参考值相比较，如果所述输入信号超过所述参考值，则根据输入信号的幅度确定所述一个或多个控制信号以控制所述第一切换级。
26.如权利要求25所述的方法，其中所述放大器级具有增益，所述方法还包括利用所述一个或多个控制信号控制所述放大器级，所述控制步骤包括衰减来自所述第一切换级的输出以提供衰减量对应于所述放大器级的增益的衰减后的信号，并且从所述输入信号中减去所述衰减后的信号以保持从所述放大器级输出的信号在其工作范围内。
27.如权利要求11所述的功率乘法器系统，其中所述功率乘法器控制级包括比较器级和接口级。
全文摘要
一种用于放大器的功率乘法器系统包括功率乘法器控制级、放大器级和可连接到功率乘法器控制级的第一切换级。放大器级可连接到功率乘法器控制级。功率乘法器系统具有第一输出端和第二输出端，放大器级可连接到第二输出端，用于驱动可连接在第一和第二输出端之间的负载。第一切换级可连接到第一输出端，以将可切换的DC电平施加到第一输出端。还公开了一种对放大器系统的功率输出进行放大的方法。
文档编号H03F1/02GK1881786SQ20051011498
公开日2006年12月20日 申请日期2005年11月16日 优先权日2004年12月1日
发明者汤文义, 牧野润 申请人:创新科技有限公司