专利名称：开关电容电路、开关电容滤波器以及∑-δ模数转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关电容电路、开关电容滤波器以及E-A模数(A/D)转 换器。
背景技术：
使用开关电容电路的无源式开关电容滤波器可用作具有低电功耗的 离散时间模拟滤波器。还报导了 一种使用无源式开关电容滤波器作为环路 滤波器的E-A型A/D转换器，即使当它的电功耗保持很低时所述E-A A/D转换器也高速工作(参照Feng Chen， Bosco Leung， "A 0.25mW 13b Passive Modulator for a 10MHz IF Input," IEEE Int. Solid State Circuits Conf. Dig. Tech. Papers, Feb. 1996, pp. 58-59,并参照Feng Chen, Srinath Ramaswamy, Bertan Bakkaloglu， "A 1.5V 1mA 80dB Passive ADC in 0.13阿Digital CMOS Process," IEEE Int. Solid State Circuits Conf. Dig. Tech. Papers, Feb. 2003， pp. 54-55 )。
图15是用于说明环路滤波器电路10a的说明图，仅对于所述电路的 滤波器功能而言，所述电路相当于i:-AA/D转换器中的环路滤波器，其 使用在下述文献中描述的公知的无源式开关电容滤波器Feng Chen， Bosco Leung， "A 0.25mW 13b Passive SA Modulator for a 10MHz IF Input" IEEE Int. Solid State Circuits Conf. Dig. Tech. Papers, Feb. 1996， pp. 58-59。图16是示出输入到图15中所示的环路滤波器的时钟信号的波 形的说明图。与图15中所示的环路滤波器电路10a中的各个开关相邻的 符号^和(j)2表示当图16中所示的时钟信号(th和(h分别变高时那些开关导 通。
4如图15中所示，公知的环路滤波器电路10a由电容器d、 C2、 C3、 CR1、 Cr2、 cr3以及开关构成，所述开关控制电荷在电容器中的积聚以及 电荷从电容器中放电。图15中所示的环路滤波器电路10a中由标注为lla、
llb、 llC的虚线包围的部分执行双向移动电荷通过电容器Cw、 Cr2、 Cr3
的:^作。例如，注意由虚线lla包围的部分，当时钟信号(|)2变高时，电 流从输入端IN流入电容器du并且电荷在电容器C!u中积聚。然后，当 时钟信号(Jh变高时，积聚在电容器Cju中的电荷枕改电。电荷的积聚和放
电因此才艮据时钟信号(h和(J)2的状态来执行。因此可见，图15中所示的环
路滤波器电路10a与图17中所示的连续时间RC滤波器电路10b是相同 类型的滤波器。
如Feng Chen, Bosco Leung, "A 0.25mW 13b Passive EA Modulator for a 10MHz IF Input," IEEE Int. Solid State Circuits Conf. Dig. Tech. Papers, Feb. 19%, pp. 58-S9中所示，图15中的环路滤波器电路10a的采 样频率是10MHz,滤波器的极点是在8KHz和34KHz，而零点是在 750KHz。基于这些条件，图15中的环路滤波器10a中的各个电容器的电 狄计算为Qu是0,2pF， d是23pF ， cr2是2.5pF， C2是0.5pF， Cr3 是2,5pF以及C3是4.15pF。对于这些条件下的输入和输出电压，频率特 性被示于图18中，并且极点和零点的布置被示于图19中。在图18中所 示的环路滤波器电路10a的频率特性图中，横轴是频率，而纵轴是增益。 在图19中，横轴是实数轴(Re)，纵轴M数轴(Im)，每个极点的位置 由X表示，而每个零点的位置由O表示。
发明内容
无源式开关电容滤波器是无源类型的滤波器，其由作为无源元件的开 关电容器构成。因此，如图18中所示，当无源式开关电容滤波器用于i:-
AA/D转换器中的环路滤波器而不在滤波器的传递特性中产生任何电压 增益的情况下，比较器噪声变得显著并且限制滤波器的动态范围的问题出 现。另 一个问题是必须增加额外的电路(如电荷泵等)以便扩展动态范围。
本发明解决了这些问题并且提供了新颖和改进的开关电容电路、开关 电容滤波器以及E-AA/D转换器，其可产生电压增益以及可在低电功耗 的情况下高速工作。
为了解决上述问题，根据本发明的实施例，提供了 一种开关电容电路，
5所述开关电容电路包括执行采样的电容器、设置在所述电容器和输入端之 间的第一开关、以及设置在所述电容器和输出端之间的第二开关。所述第 一开关和所述第二开关中的每个开关接收时钟信号输入并在与所述第一 开关和所述第二开关中的另一个开关分别导通和断开的时间不同的时间 导通和断开。所述电容器是可变电容元件，其电容值与所述时钟信号同步 地变化。
在这个构造中，电容器执行采样，第一开关设置在所述电容器和输入 端之间，以及第二开关设置在所述电容器和输出端之间。第一开关和第二 开关接收时钟信号输入并导通和断开。电容器是可变电容元件，其电容值 与所述时钟信号同步地变化。使用电容值与时钟信号同步地变化的可变电 容元件作为执行釆样的电容器，使得可实现在低电功耗的情况下高速工 作。
在第一开关导通时可变电容元件的电容可大于在第二开关导通时的 可变电容元件的电容。使用在接近于输入端的第一开关导通时具有高电容 的可变电容元件4吏得可在频率特性中实现高电压增益。
可变电容元件可由金属氧化物半导体(MOS)电容器构成。使用由 MOS电容器构成的可变电容元件，使得可根据时钟信号是高或低来改变 电容。这继而使得可使用简单的构造在频率特性中实现高电压增益，并使 得可实现高速工作同时抑制电功耗。
为了解决上述问题，根据本发明的另一实施例，提供了包括至少一个 上述开关电容电路的开关电容滤波器。这4吏得可在频率特性中实现高电压 增益并且使得可实现低电功耗的情况下的高速工作。
为了解决上述问题，根据本发明的另一实施例，提供了一种开关电容 滤波器，其包括第一开关电容电路、第二开关电容电路和第三开关电容电 路、以及第一电容器、第二电容器和第三电容器，其中每个开关电路是上 述的开关电容电路。第一开关电容电路设置在输入端和第一电容器之间。 第二开关电容电路设置在第一电容器和第二电容器之间以及在第一电容 器和输出端之间。第三开关电容电路设置在第三电容器和第二电容器之间
以第三电容器和输出端之间。 传递函数可由方程式i表示如下。 方程式iCR1、 Cr2 、 Cr3分别表示在第一至第三开关电容电路中的电容高的 情况下的电容值，Crl、 Cr2 、 Cr3分别表示在第一至第三开关电容电路中 的电容低的情况下的电容值，以及d、 C2 、 C3分别表示第一至第三电容
器的电^:值。
为了解决上述问题，根据本发明的另一实施例，提供了一种e-aa/d 转换器，所述e-aa/d转换器使用上述的开关电容滤波器作为环路滤波 器，所述环路滤波器对模拟输入信号和模拟返回信号之间的差值进行积 分。
根据本发明的上述实施例，使用电容值与时钟信号同步地变化的可变 电容元件作为执行采样的电容器，使得可提供新颖和改进的、可产生电压 增益的以及可在低电功耗的情况下高速工作的开关电容电路、开关电容滤
波器以及i:-aa/d转换器。
图1是用于说明根据本发明的第一实施例的开关电容滤波器100的说明图。
图2是示出输入到图1中所示的开关电容滤波器100的时钟信号的说 明图。
图3是示出作为可变电容元件的示例的并且由MOS电容器构成的可 变电容元件的构造的说明图。
图4是示出作为可变电容元件的示例的并且由MOS电容器构成的可 变电容元件的构造的说明图。
图5是用于说明根据本发明第一实施例的开关电容电路的第一示例 的i兌明图。
图6是示出图5中所示的开关电容滤波器的输入和输出电压的频率特 性的说明图。
图7是示出图5中所示的开关电容滤波器的输入和输出电压的极点和 零点的布置的^L明图。
图8是用于说明根据本发明第一实施例的开关电容电路的第二示例 的i兌明图。
图9是示出图8中所示的开关电容滤波器的输入和输出电压的频率特 性的说明图。
图IO是示出图8中所示的开关电容滤波器的输入和输出电压的极点 和零点的布置的说明图。
图ii是用于说明根据本发明的第二实施例的i:-a a/D转换器的说明图。
图12是示出等同于图11中所示的电路的并且通it^图11中所示的 电路中提取环路滤波器来形成的电路的说明图。
图13是示出开关电容滤波器210a的频率特性的说明图。
图14是示出图12中的比较器的比较器噪声传递特征的说明图。
图15是用于说明使用公知的无源式开关电容滤波器的E-AA/D转换 器中的环路滤波器电路10a的说明图。
图16是示出输入到图15中所示的环路滤波器的时钟信号波形的说明图。
图17是用于说明连续时间RC滤波器如何用于图15中所示的环路滤 波器的说明图。
图18是示出图15中所示的环路滤波器的输入和输出电压的频率特性 的i兌明图。
图19是示出图15中所示的环路滤波器的输入和输出电压的极点和零 点的布置的说明图。
图20是示出普通的无源式E - △ A/D转换器20的功能块的说明图。
图21是示出的无源式E - A A/D转换器的构造的说明图。
图22是示出与图21中所示的电路等同的电路的说明图。
图23是示出图22中的比较器的比较器噪声传递特性的说明图。
具体实施例方式
在下文中，将参照附图详细描述本发明的优选实施例。应注意，在本 i兌明书和附图中，具有基本上相同的功能和结构的结构元件用相同的标号 表示，并且省略了对这些结构元件的重复说明。
第一实施例
首先，说明根据本发明第一实施例的开关电容电路和使用所述开关电 容电路的开关电容滤波器。图l是用于说明根据本发明第一实施例的开关
电容滤波器100的说明图。图2是示出输入到图1中所示的开关电容滤波 器100的时钟信号的说明图。下面利用图1说明根据本发明笫一实施例的 开关电容滤波器100。
如图1所示，根据本发明第一实施例的开关电容滤波器100被配置成 包括开关电容器电路110a、 110b和110c以及电容器d、 C2、 C3。
开关电容电路110a被配置成包括开关121a、 122a以及用于采样的电 容器du。同样地，开关电容电路110b被配置成包括开关121b、 122b以 及用于釆样的电容器Cr2,并且开关电容电路110c被配置成包括开关 121c、 122c以及用于采样的电容器cr3。
用于采样的电容器Cw、 Cr2 、 cr3中的每个是可改变其电容的可变 电容元件。本实施例的特征是电容器CR1、 Cr2 、 cr3响应于输入到开关
电容滤波器100的时钟信号来改变它们的电容。与图1中的各个开关相邻 的符号(h、 (h对应于图2中所示的时钟信号(Jh、 (h，并且在相应的时钟信
号是高时开关导通。与电容器Cw、 Cr2以及cr3相邻的符号(K、 (|)2也对
应于图2中所示的时钟信号(lh、小2，并JL^示每个电容器在相应的时钟信 号是高时比在另一个时钟信号是高时具有更大的电容。例如，电容器Qn 的电容在时钟信号(h是高时比在时钟信号(jh是高时更大。
图3和图4是示出可变电容元件的构造的说明图，所述可变电容元件 作为本发明所使用的可变电容元件的示例，并且由金属氧化物半导体 (MOS)电容器构成。下面说明作为可变电容元件的示例并且由MOS 电容器构成的可变电容元件的构造和操作。
首先，利用图3进行说明，由MOS电容器构成的可变电容元件被配 置成包括p型金属氧化物半导体场效应晶体管(p-MOSFET) Pl、 P2, n 型MOSFET (n-MOSFET) Nl、 N2，以及开关SW1、 SW2。时钟信号 (Ih和(1)2，例如图2中所示的那些，例如被输入到图3中所示的可变电容元件。
与开关SW1、 SW2相邻的符号(K和(h表示当图2中的时钟信号(jh和 <|)2之一变高时连接到什么端。例如，在时钟信号(lh是高的情况下，开关 SW1连接到接地(GND)侧并且开关SW2连接到VDD侧。另 一方面， 在时钟信号小2是高的情况下，开关SW1连接到VDD侧并且开关SW2连 接到GND侧。
在图3中所示的可变电容元件中，在时钟信号(h是高时开关SW3导 通，使得可变电容元件连接到输入端IN。此外，在时钟信号(h是高时开 关SW1连接到VDD并且开关SW2连接到GND。在这个状态中， n隱MOSFET Nl的栅极连接到VDD，而n-MOSFET N2的源极和漏极连 接到GND。此外，p-MOSFET Pl的源极和漏极连接到VDD，而 p-MOSFETP2的栅极连接到GND。在这个状态中，n-MOSFETNl、 N2 和p-MOSFETPl、 P2具有积聚的电荷，因此这个状态称为跟踪(track) 状态。
在絲状态中，在n-MOSFETNl、 N2和p-MOSFET Pl 、 P2的栅 极的正下方的半导体界面处形成的反型层增大了它们的电容。
如图2所示，在时钟信号(|)2从高变低时，两个时钟信号(K和(h都是低。 在这个期间，开关SW3断开，所以输入端IN和可变电容元件之间的连 接断开，并且n-MOSFET Nl、 N2和p-MOSFET Pl 、 P2处于保持其所 积聚的电荷的状态。这个状态称为保持状态。
然后，在时钟信号(h从低变到高时，开关SW4导通，使得可变电容 元件连接到输出端OUT。在时钟信号(K是高时，开关SW1连接到GND, 而开关SW2连接到VDD。在这个状态中，n-MOSFET Nl的栅极连接到 GND,而n-MOSFETN2的源极和漏极连接到VDD。此外，p-MOSFET Pl的源极和漏极连接到GND，而p-MOSFET P2的栅极连接到VDD。 在这个状态中，每个MOSFET的MOS电^L^尽并且输出信号的电压 增大，因此这个状态称为增压(boost)状态。
在增压状态中，在n-MOSFETNl、 N2和p-MOSFET Pl 、 P2的栅 极的正下方的半导体界面处形成的反型层消失，从而减小了它们的电容。
这增加了在从输入端IN到输出端OUT的方向上传输的电荷量并减 少了在反方向上传输的电荷量，所以可向电路赋予方向性。
图4中所示的可变电容元件可用于电路需要相反方向性的情况。对于图4中所示的可变电容元件，与图3中所示的可变电容元件不同，在时钟 信号(h是高时开关SW4导通，使得输出端OUT和可变电容元件相连。 此外，在时钟信号&是高时，开关SW1连接到VDD而开关SW2连接到 GND，使得图4中所示的可变电容元件i^V跟踪状态。
然后，在两个时钟信号(h和(|)2都变低并且可变电容元件经过了保持状 态之后，在时钟信号(h变高时开关SW3导通，使得可变电容元件连接到 输入端IN。此外，在时钟信号(h是高时，开关SW1连接到GND而开关 SW2连接到VDD，使得图4中所示的可变电容元件ii^增压状态。这增 加了在从输出端OUT到输入端IN的方向上传输的电荷量并减少了在反 方向上传输的电荷量，所以可向电i^赋予方向性。
如上所述，在图1中所示的开关电容滤波器100中，在时钟信号(h 是高时电容器Cw具有更大的电容。同样地，在时钟信号&是高时电容器
CR2具有更大的电容，以A^时钟信号(J)2是高时电容器CR3具有更大的电容。
电容器C^、 Cr2以及cr3中的每个可被赋予不同的方向性，从而在 下面所示的为输入和输出电压推导出的传递函数中，大写下标(CR1 、 Cr2 、 Cr3)被分配给在图1中所示的开关电容滤波器100中当左侧开关(开关
121a、 121b、 121c)闭合时的电容，而小写下标(Crl、 Cr2 、 Cr3)被分 配给右侧开关(开关122a、 122b、 122c)闭合时的电容。
应当注意，在本发明中，不必所有的电容器C^、 Cr2 、 cr3都响应
于时钟信号改变其电容。可变电容元件也可被用于电容器中的任一个。此
外，在可变电容元件被用于电容器CR1、 Cr2 、 Cr3的情况下，可按需设
置电荷移动的方向性，甚至可以将其i殳置为与图1中所示不同的方向。 开关电容电路110a、 110b以及110c执行在双向将电荷移动通过用于
采样的电容器du、 Cr2以及Cr3的操作，从而它们执行的工作类似于电
阻器的工作。然而，因为开关电容电路110a、 110b以及110c具有电荷移
方程式2
ii动的方向性，所以开关电容电路110a、 110b以及110c执行与具有方向性 的电阻器相同的工作。如果所有电荷在一个方向上移动，则电荷被全部积 分(integrated)，从而使得电路可形成积分器(integrator)，即使它们是仅由 无源元件配置成的无源电路。本发明的原理因此可被用来构成与公知电路 不同的开关电容滤波器。此外，使用与^^电路不同的开关电容滤波器使 得多种设备，例如E-AA/D转换器，例如具有优良的特性。
下面说明根据本发明第 一实施例的开关电容电路的示例。
第一示例
图5是用于说明作为根据本发明第一实施例的开关电容电路的第一 示例的开关电容滤波器100a的说明图。下面利用图5说明开关电容滤波 器100a的构造和操作。
图5中所示的开关电容滤波器100a仅针对图1中所示的才艮据本发明 第一实施例的开关电容滤波器100中的电容器CR3使用可变电容元件。其 构造的剩余部分与图1中所示的开关电容滤波器100的构勤目同。电容器 CR3是具有方向性的可变电容元件,使得在开关121c闭合时其电容变得更 大而在开关122c闭合时其电容变得更小。
图15中所示的环路滤波器电路10a的采样频率是10MHz，滤波器的 极点在8KHz和34KHz，而零点在750KHz。各个电容器的电容如下 du是0,2pF， d是23pF ， CR2是2,5pF， C2是0.5pF， CR3是2.5pF以及 C3是4.15pF。为了使开关电容滤波器100a的频率特性与环路滤波器电路 10a的频率特性相同，电容器C3的电容值可被减小并且零点可M在相
同位置。在这种情况下，如果k是电容器CR3的电容变化率，电容器C3
的电容值可M示为
C3 = 4.15/k[pF]。
图6示出了在这些4Ht下推导出的开关电容滤波器100a的频率特性，并 且图7示出了极点和零点的布置。在图6中示出的开关电容滤波器100a 的频率特性图中，横轴是频率，而纵轴是增益。在图7中，横轴是实数轴 (Re),纵轴是虚数轴(Im)，每个极点的位置由X表示，而每个零点的 位置由O表示。自然地，频率特性以及极点和零点的布置与在图15中所 示的公知环路滤波器电路10a的频率特性以及极点和零点的布置相匹配。 然而，在开关电容滤波器100a中，电容器Q的电容值可被设置得比环路 滤波器电路10a中更小。实际上，因此，开关电容滤波器100a比环路滤波器电路10a可被安装在更小的表面面积中。 第二示例
图8是用于说明作为根据本发明第一实施例的开关电容电路的第二 示例的开关电容滤波器100b的说明图。下面利用图8说明开关电容滤波 器100b的构造和操作。
图8中所示的开关电容滤波器100b针对图1中所示的才艮据本发明第
一实施例的开关电容滤波器100中的电容器Cr2和cr3使用可变电容元
件。其构造的剩余部分与图1中所示的开关电容滤波器100的构勤目同。 电容器cr2是具有方向性的可变电容元件，使得在开关121b闭合时其电 容变大而在开关122b闭合时其电容变小。相反，电容器cr3是具有方向 性的可变电容元件，使得在开关122c闭合时其电容变大而在开关121c闭 合时其电容变小。
图15中所示的环路滤波器电路10a的采样频率是10MHz，滤波器的 极点在8KHz和34KHz，而零点在750KHz。各个电容器的电容如下 Cm是0,2pF， d是23pF ， CR2是2.5pF， C2是0.5pF， cr3是2.5pF以及 C3是4.15pF。与第一示例中相同地，可通过改变电容器<:2和C3的电容 值并且将零点放在相同位置来使开关电容滤波器100b的频率特性与环路 滤波器电路10a的频率特性相同。然而，由于电容器C2的电容值0.5pF
很小，因此极点的移动是轻微的，这是可容忍的。因而，电容器CR3的电
容值也可设置得很小，以便实现等同的频率特性。在这种情况下，如果k 是电容器CR3的电容变化率，电容器C3的电容值可M示为
CR3 = 2.5/k[pF]。
图9示出了在k = 4的情况下开关电容滤波器100b的频率特性，并且图 10示出了极点和零点的布置。在图9中示出的开关电容滤波器100b的频 率特性图中，横轴是频率，而纵轴是增益。在图10中，横轴是实数轴(Re )， 纵轴是虚数轴(Im)，每个极点的位置由X表示，而每个零点的位置由O 表示。
查看图10中所示的开关电容滤波器100b的极点和零点的布置，极点 的位置与公知环路滤波器10a的极点和零点布置中极点的位置不同。然 而，频率特性的比^*明频率特性具有几乎相同的形式，但是可见开关电 容滤波器100b的频率特性在低频率范围显现出约12dB的增益。12dB的 增益对应于电容器Cr3的电容变化率k (在本例中是4 )。可通过改变k的值来改变增益的值。
如上所述，在本发明第一实施例中，即4吏仅由无源元件构成的无源式 开关电容电路也可实现爿^知的开关电容滤波器不能实现的电压增益。此
外，因为电容器的电容可^L设置得比公知开关电容滤波器中更小，所以电 路可被安装在更小的表面面积中。此夕卜，频率特性可与公知的开关电容滤 波器的频率特性相匹配，从而可使用与公知滤波器所用的相同的设计技 术。
第二实施例
在第二实施例中，将说明使用本发明的开关电容电路构成的开关电容 滤波器用于E - △ A/D转换器中的情况。
在说明本发明第二实施例之前，将说明普通的无源式i:-AA/D转换 器的构造。图20是示出普通的无源式E-AA/D转换器20的功能块的说 明图。如图20所示，E-AA/D转换器20被配置成包括减法器21，环路 滤波器22,加法器23、 25,比较器24以;SJl迟元件26。在图20中，X 表示模拟输入信号，而Y表示数字输出信号。此外，H表示环路滤波器 22的传递函数，G表示比较器24的增益，Ee咖表示比较器24的噪声， 而Eq表示經量化的噪声。应当注意，延迟元件26的延迟实际上是在执行 A/D转换时的经量化的延迟。
图20中所示的无源式i:-AA/D转换器20的传递函数如下面方程式3 所示。
方考呈式3
y ，-r^" ^--r五r冊"1--r五o
在比较器24的增益G足够大的情况下，方程式3可^示为方程式
基于方程式4可知，经量化的噪声EQ被抑制为等于1除以比较器增 益G的值，并且通过环路滤波器22的传递逆函数1/H来进行噪声整形。 例如，如果环路滤波器22是低通滤波器，经量化的噪声Eq将具有相反的
方程式4
14高通特征，并且经量化的噪声EQ将在低频范围内被衰减。相反，从方程
式4可知，比较器噪声Ee。m仅经受通过环路滤波器的传递逆函数进行的 噪声整形。
图21是示出在下述文献中描述的^^P的无源式5:-AA/D转换器的构 造的说明图，所述文献为Feng Chen, Bosco Leung, "A 0.25mW 13b Passive Modulator for a 10MHz IF Input," IEEE Int. Solid State Circuits Conf. Dig. Tech. Papers, Feb. 1996， pp. 58-59。图16中所示的时 钟信号被输入到图21中所示的无源式i:-AA/D转换器。图22示出等同 于图21中的电路的并且通过仅提取图21中所示的无源式E-AA/D转换 器的环路滤波器部分来建立的电路。图22示出仅由开关和电容器构成的 无源式开关电容滤波器。输入到图22中的开关电容滤波器的时钟信号与 图16中的时钟信号(h和(h相同。
如Feng Chen, Bosco Leung, "A 0.25mW 13b Passive Modulator for a 10MHz IF Input," IEEE Int. Solid State Circuits Conf. Dig. Tech. Papers, Feb. 1996， pp. 58-59所示，图22中所示的环路滤波器电路的采样 频率是10MHz， ^波器的极点在8KHz和34KHz,而零点在750KHz。 基于这些条件，图22中的环路滤波器电路的各个电容器的电容如下CR1 是0,2pF， d是23pF ， cr2是0.125pF, Cc,是0.5pF， C则是2.5pF以 及c2是4.15pF。这时，输入和输出电压的频率特性与图18中所示的频率 特性相同。
图23示出了比较器噪声的传递特性，其是通过利用图18中的频率特 性并且假定方程式3中的比较器增益G的值为卯dB来确定的。如图18 和图23所示，因为在公知的无源式E-AA/D转换器的环路滤波器中没有 增益，所以可知，比较器噪声在低频范围内不变地输出，而比较器噪声随 着频率移向高频范围乾故大。i^fr公知的无源式i:-AA/D转换器中产生 了 S/N (信噪比)动态范围受到限制的问题。
然而，本发明的开关电容滤波器在低频范围具有增益，从而它可在低 频范围内抑制比较器噪声。下面将说明根据本发明第二实施例的i:-AA/D 转换器。
图11是用于说明根据本发明第二实施例的E-AA/D转换器200的说 明图。图11中所示的E-AA/D转换器200与图21所示的公知i:-AA/D
转换器不同之处是可变电容元件被用于电容器cr。、 Cr2。
15图12示出等同于图ii中的电路的并且通过以与对于上述公知J:-A
A/D转换器相同的方式仅提取环路滤波器部分来建立的电路。图12是示 出用于根据本发明第二实施例的i:-AA/D转换器200中的开关电容滤波 器210的说明图。如图12所示，开关电容滤波器210与图22中所示的环
路滤波器的不同之处是可变电容元件被用于电容器C^、 Cr2。应当注意，
输入到开关电容滤波器210的时钟信号与图16中所示的时钟信号(h、 (|)2 相同。
可使用由MOS电容器构成的可变电容元件，例如，图4中所示的可 变电容元件作为用于电容器CR。、 CR2的可变电容元件。图4中所示的可 变电容元件被配置成使得其电容在时钟信号(lh是高时比在时钟信号小2是 高时更大。因此，在图12所示的开关电容滤波器210中，电容器C则、 CR2的电容在时钟信号(h是高并且开关221b、 222c闭合时都变大，而电 容器CR。、 CR2的电容在时钟信号小2是高并且开关222b、 221c闭合时都 变小。
假定积IM^图12所示的开关电容滤波器的电容器Cc。m、 Cr。、 Cr2中
的电荷总数等于图22所示的环路滤波器中的电荷总数，在时钟信号(h是 高并且开关222b、 221c闭合时开关电容滤波器210中的电容器C则、Cr2 的电容的减小将引起输出电压M大。因此，根据本发明的第二实施例， 可将开关电容滤波器210配置成使得其是具有增益的无源式开关电容滤
下面示出图12中所示的开关电容滤波器210的输入和输出电压的传 递函数。
方程式5
(1 - 《z_1 )(l - y9z-1 )(l -1)- (1 - )a〃
々
r1厂
c，
C C，
应当注意，Crq、 CR2表示在电容器Crq、 CR2的电容为高状态时的电 容值，而CrQ、 Cr2表示在电容器Cr。、 CR2的电容为低状态时的电容值。
因此，与公知的E-AA/D转换器中的环路滤波器相同地，各个电容器的 电容值如下Cw是0,2pF, d是23pF ， CR2是0.125pF， Cc。m是0.5pF，Cro是2,5pF以及Q是4.15pF。此夕卜，如果假定本实施例中的电容器CR0、 cr2的电容变化率为4，则Cr0变为0.625pF而Cr2变为0.03125pF。如果 这些值被代入上述方程式，则实现如图13中所示的频率特性。图13中所 示的开关电容滤波器210的频率特性具有与图18中所示的公知环路滤波 器的频率特性相同类型的特性，但是可知在低频范围内实现了 12dB的增 益。12dB增益对应于电容器cr。、 cr2的电容变化率(在本例中是4)，并 且可通过改变电容变化率的值来改变增益的值。
图14示出了根据本发明第二实施例的i: - △ A/D转换器200中的比较 器噪声的传递特性，其以与图23中相同的方式通过利用方程式3来确定， 其中比较器增益G的值是90dB。如图14所示，根据本发明第二实施例 的E-AA/D转换器200的比较器噪声传递特性与图23中所示的公知无源 式E-AA/D转换器的比较器噪声传递特性不同。可见比较器噪声在低频 范围内被抑制。因此，根据本发明第二实施例的E-AA/D转换器200的 S/N动态范围比公知的无源式E - △ A/D转换器更大。
如上所述，根据本发明第二实施例，公知的无源式E-AA/D转换器 中的比较器噪声问题可通过对于环路滤波器中的电容器使用可变电容元 件来抑制。与使用公知的无源式E-AA/D转换器相比，这使得可扩展更 大的S/N动态范围。同时，因为滤波器与^^知无源式E-AA/D转换器同 样地仅由开关和电容器构成，所以可在低电功耗情况下实现高速操作。
应当注意，在上述实施例中，金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET)和CMOSFET之一可被用于任一开关。
本领域技术人员应当理解，在所附权利要求或其等同方案内可根据设 计需要以及其它因素进行各种修改、组合、子组合以及改变。
权利要求
1. 一种开关电容电路，所述开关电容电路包括执行采样的电容器、设置在所述电容器和输入端之间的第一开关、以及设置在所述电容器和输出端之间的第二开关，其中所述第一开关和所述第二开关中的每个开关接收时钟信号输入，并在与所述第一开关和所述第二开关中的另一个开关分别导通和断开的时间不同的导通和断开，以及所述电容器是可变电容元件，其电容值与所述时钟信号同步地变化。
2. 根据权利要求1所述的开关电容电路，其中在所述第一开关导通时所述可变电容元件的电容大于在所述第 二开关导通时所述可变电容元件的电容。
3. 根据权利要求l所述的开关电容电路，其中所述可变电容元件由金属氧化物半导体(MOS)电容器构成。
4. 一种开关电容滤波器，包括开关电容电路，所述开关电容电路包括执行采样的电容器、设置在所 述电容器和输入端之间的第一开关、以及设置在所述电容器和输出端之间 的第二开关，其中所述第 一开关和所述第二开关中的每个开关接收时钟信号输入， 并在与所述第一开关和所述第二开关中的另一个开关分别导通和断开的 时间不同的时间导通和断开，以及所述电容器是可变电容元件，其电容值与所述时钟信号同步地变化。
5. —种开关电容滤波器，包括第一开关电容电路、第二开关电容电路以及第三开关电容电路，每个 开关电容电路包括执行采样的电容器、设置在所述电容器和输入端之间的 第一开关、以及设置在所述电容器和输出端之间的第二开关，在每个开关 电容电路中，所述第一开关和所述第二开关中的每个开关接收时钟信号输 入，并在与所述第一开关和所述第二开关中的另 一个开关分别导通和断开 的时间不同的时间导通和断开，以及所述电容器是可变电容元件，其电容 值与所述时钟信号同步地变化；第一电容器；第二电容器；以及 第三电容器，其中所述第 一开关电容电路与所述第 一 电容器并联设置在所述输入 端和所述第一电容器之间；所述第二开关电容电路与所述第二电容器并联设置在所述第一电容 器和所述第二电容器之间以及所述第 一 电容器和所述输出端之间；所述第三开关电容电路与所述第二电容器并联设置在所述第三电容 器和所述第二电容器之间以及所述第三电容器和所述输出端之间。
6.根据权利要求5所述的开关电容电路，其中传递函数由以下方程式表示其中CR1、 Cr2 、 cr3分别表示在所述第一至第三开关电容电路中的电容高的情况下的电容值，Crl、 Cr2 、 Cr3分别表示在所述第一至第三开 关电容电路中的电容低的情况下的电容值，以及d、 C2 、 Cs分别表示所 述第一至第三电容器的电容值。
7. —种E-A模数转换器，包括包括开关电容电路的开关电容滤波器，所述开关电容电路包括执 行采样的电容器、设置在所述电容器和输入端之间的第一开关、以及设置 在所述电容器和输出端之间的第二开关，其中所述第 一开关和所述第二开 关中的每个开关接收时钟信号输入，并在与所述第一开关和所述第二开关 中的另 一个开关分别导通和断开的时间不同的时间导通和断开，以及所述 电容器是可变电容元件，其电容值与所述时钟信号同步地变化，其中所述开关电容滤波器用作环路滤波器，所述环路滤波器对模拟输 入信号和模拟反馈信号之间的差值进行积分。
全文摘要
本发明提供了一种开关电容电路、开关电容滤波器以及∑-Δ模数转换器，其中该开关电容电路包括执行采样的电容器、设置在所述电容器和输入端之间的第一开关、以及设置在所述电容器和输出端之间的第二开关。所述第一开关和所述第二开关接收时钟信号输入并导通和断开。所述电容器是可变电容元件，其电容值与所述时钟信号同步地变化。
文档编号H03H19/00GK101447780SQ20081018017
公开日2009年6月3日 申请日期2008年11月28日 优先权日2007年11月28日
发明者吉泽淳, 饭田幸生 申请人:索尼株式会社