基于反馈信号的动态转换速率控制的制作方法

专利名称：：基于反馈信号的动态转换速率控制的制作方法
技术领域：
：本发明大体上涉及电子学，且更具体地说，涉及用于增强反馈电路内的有源电路(例如，AE模/数转换器(AEADC)内的积分器)的转换速率的技术。
背景技术：
：AEADC通常用以数字化模拟信号且提供数字样本。AEADC通常包括一个或一个以上积分器及一个或一个以上反馈路径。每一积分器经常用由运算跨导放大器(OTA)、电容器及开关组成的开关电容器电路来实施。高性能AEADC经常要求AEADC中的积分器(尤其是第一积分器)的快速稳定响应。在许多情况下，积分器的稳定响应受OTA的转换速率限制。转换速率是输出信号可由于输入信号的大变化而变化的最大速率。较快稳定响应可以较快转换速率实现，较快转换速率又可以OTA的较高偏流获得。因而，在转换速率与功率消耗之间存在折衷。需要在不使用高偏流的情况下实现快速稳定响应，因为低功率消耗在现代无线及便携式电子装置中是重要的。
发明内容本文描述用于增强反馈电路内的有源电路的转换速率以便改进稳定响应的技术。在一方面中，快速稳定响应可通过动态地施加可增强有源电路的转换速率的升压电流来实现。升压电流的量及/或极性可基于反馈电路中的反馈信号来控制。反馈信号可用以预测有源电路的输出何时将具有大正步或负步。可仅在需要实现针对大正步或负步的快速稳定响应时才施加升压电流。因而，可以很少额外功率获得良好性能。所述技术可用于例如AEADC等各种反馈电路。在一个设计中，具有转换速率增强的AEADC可接收模拟信号且提供数字样本。AEADC可包括积分器、转换速率增强电路及控制电路。所述积分器(其可为AEADC中的多个积分器中的第一者)可接收输入信号且提供输出信号。所述转换速率增强电路可基于AEADC中的反馈信号而增强积分器的转换速率。所述转换速率增强电路可提供(i)仅针对反馈信号的特定值(例如，最大值及最小值)的升压电流，或(ii)针对反馈信号的不同值的不同量的升压电流。反馈信号的最大值可对应于最大正值，且反馈信号的最小值可对应于最大负值。在一个设计中，所述转换速率增强电路可包括耦合到积分器的至少一个升压电5路。每一升压电路可在所述升压电路被启用时提供升压电流以增强积分器的转换速率。每一升压电路可包括至少一个分支。在一个设计中，每一分支可包括串联耦合并处于积分器输出与电源电压之间的电阻器及开关。在另一设计中，每一分支可包括可开关的电流源。在两种设计中，可闭合用于每一分支的开关以向积分器提供升压电流。可选择可配置数目的分支以提供可编程量的升压电流。在一个设计中，转换速率增强电路可在所述转换速率增强电路被启用时提供升压电流脉冲以增强积分器的转换速率。脉冲的持续时间及升压电流的振幅可基于将在一个取样周期中由积分器转移的电荷量而确定。脉冲的持续时间可基于由第一电阻器及第一电容器构成的RC电路而确定。升压电流的量可基于第二电阻器而确定。积分器可基于取样电容器而执行积分。第一电阻器可关于集成电路(IC)工艺变化而跟踪第二电阻器，且第一电容器可关于IC工艺变化而跟踪取样电容器。这可允许转换速率增强电路即使在电阻器及电容器值归因于IC工艺变化而变化的情况下也有助于转移适量电荷。在一个设计中，转换速率控制电路包括脉冲产生器及控制信号产生器。所述脉冲产生器可接收用于积分器的控制信号，并产生在每一取样周期中包含脉冲的第一信号。控制信号产生器可基于第一信号及AEADC中的反馈信号而产生用于转换速率增强电路的至少一个控制信号。下文进一步详细地描述本发明的各种方面及特征。图l展示无线通信装置。图2展示2位二阶AEADC。图3展示L位四阶级联AEADC。图4展示没有转换速率增强的单端积分器。图5展示图4中的各种控制信号的时序图。图6展示具有转换速率增强的单端积分器。图7展示具有转换速率增强的差分积分器。图8展示具有可编程转换速率增强的差分积分器。图9展示转换速率控制电路。图10展示用于操作具有转换速率增强的AEADC的过程。图11展示用于实现转换速率增强的过程。具体实施例方式本文所描述的技术可用于具有有源电路的各种反馈电路。有源电路为包含例如OTA等放大器的电路。积分器为有源电路的一个实例。反馈电路为提供用以控制反馈电路内的一个或一个以上电路的操作的反馈信号的电路。为清楚起见，下文针对AEADC而描述所述技术的各种方面，AEADC为具有有源电路的反馈电路的一个实例。本文所描述的技术可用于各种应用，例如无线通信、计算、网络连接、消费者电子产品等。所述技术还可用于各种装置，例如无线通信装置、蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、手持式装置、无线调制解调器、膝上型计算机、无绳电话、蓝牙装置、广播接收器、消费者电子装置等。下文描述所述技术针对无线通信装置(其可为蜂窝式电话或一些其它装置)中的AEADC的使用。图1展示无线通信装置100的设计的框图。为简单起见，图1中仅展示接收器部分。同样为简单起见，图l中仅展示用于一个天线的一个接收链。大体来说，无线装置可包括用于任何数目的天线、任何数目的频带及任何数目的无线电技术的任何数目的接收链。天线110可接收由基站发射的射频(RF)调制信号且提供所接收的RF信号。低噪声放大器(LNA)112可放大所接收的RF信号且提供经放大的RF信号。滤波器114可对经放大的RF信号进行滤波以传递所关注频带中的信号分量，并移除带外噪声及不需要的信号。下变频转换器116可用本地振荡器(L0)信号来对经滤波的RF信号进行下变频转换，且提供经下变频转换的信号。可选择LO信号的频率，使得选定频道中的所要信号被下变频转换到基带、近基带或中频(IF)。放大器(Amp)118可放大经下变频转换的信号且提供具有所要信号电平的信号。低通滤波器120可对来自放大器118的信号进行滤波以传递选定频道中的所要信号，并移除可能由下变频转换过程产生的噪声及不需要的信号。AEADC130可数字化来自低通滤波器120的模拟信号，且将数字样本提供到数据处理器140。AEADC130可提供特定优点，例如与其它类型的ADC相比的较佳线性、改进的量化噪声特性及较简单的实施方案。AEADC130可通过以比所要信号带宽大许多倍的取样速率对模拟信号的振幅的变化进行连续L位近似而执行对模拟信号的模/数转换，其中L可为1或1以上。数字样本可包括所要信号及量化噪声。AEADC130可经设计以使得量化噪声被推出(或噪声成形)离开频带，使得其可更易于被过滤。数据处理器140可处理来自AEADC130的数字样本以恢复发送到无线装置100的数据。控制器/处理器150可控制无线装置100处的操作。存储器152可存储无线装置IOO的程序代码及数据。图1展示具有AEADC的特定接收器设计。接收器还可包括图1中未展示的不同及/或额外电路块。AEADC130可以例如单环路AEADC、级联(或MASH)AEADC等各种设计来实施。AEADC130还可以任何阶(例如，一阶、二阶或更高阶)来实施。AEADC130可提供具有一个或一个以上(L)位分辨率的数字样本。大体来说，较高阶及/或较多位可以较大电路复杂性为代价提供较佳性能。图2展示具有转换速率增强的2位二阶AEADC130a的设计的框图。AEADC130a可用于图1中的AEADC130。在AEADC130a内，加法器212从模拟信号(表示为X)减去由数/模转换器(DAC)230输出的模拟反馈信号(表示为Z)。积分器220a对加法器212的输出求积分，且提供第一积分器输出信号。积分器220b对第一积分器输出信号求积分，且提供第二积分器输出信号。增益电路222a及222b分别以增益gl及g2来分别縮放第一及第二积分器输出信号。增益电路222c以增益l来縮放模拟信号。加法器224对增益电路222a、222b及222c的输出求和，且提供中间信号。量化器226量化中间信号且提供2位数字样本(表示为Y)。数字样本具有四个可能的2位值00、01、10及11。DAC230接收包含来自量化器226的数字样本的数字反馈信号。DAC230将数字样本转换成模拟，且提供具有分别用于数字样本00、01、10及11的四个可能标准化值-l、-l/3、+l/3及+l的模拟反馈信号。标准化模拟值-1、-1/3、+1/3及+1可分别对应于实际模拟值-VMf、_Vref/3、+￥^/3及+￥^，其中^^为0八0230的参考电压。为简单起见，下文大部分描述引用标准化模拟值而非实际模拟值。在任何情况下，在提供到DAC230的数字反馈信号的值与由DAC230提供的模拟反馈信号的值之间存在一对一映射。在图2中所示的设计中，转换速率增强电路250耦合到第一积分器220a且增强所述积分器的转换速率，如下文所描述。转换速率控制电路260接收反馈信号，且产生用于转换速率增强电路250的控制信号。反馈信号可为提供到DAC230的数字反馈信号(如图2中所示)或由DAC230提供的模拟反馈信号(图2中未展示)。大体来说，转换速率增强可应用于AEADC130a内的任何积分器，以便改进所述积分器的转换速率及稳定响应。图3展示具有转换速率增强的L位四阶级联AEADC130b的设计的框图。ADC130b也可用于图l中的AEADC130。AEADC130b包括两个环路302a及302b，其中每一环路302包括两个区段310、量化器326及DAC330。每一区段310包括与积分器320串联耦合的加法器312。对于第一环路302a内的每一区段310，加法器312从区段输入信号减去由DAC330a输出的第一模拟反馈信号(表示为Z》。积分器320对加法器312的输出求积分且提供区段输出信号。量化器326a量化来自积分器320b的输出信号，且提供第一量化信号(表示为Q》。DAC330a将第一量化信号转换成模拟，且提供第一模拟反馈信号。对于第二环路302b内的每一区段310，加法器312从区段输入信号减去由DAC330b输出的第二模拟反馈信号(表示为Z》。积分器320对加法器312的输出求积分且提供区段输出信号。量化器326b量化来自积分器320d的输出信号，且提供第二量化信号(表示为Q》。DAC330b将第二量化信号转换成模拟，且提供第二模拟反馈信号。电路340确定来自第一环路302a的量化误差，且产生用于第二环路302b的输入信号(表示为X》。在电路340内，加法器342从来自区段310b的输出信号减去第一量化信号。增益电路344以增益g来縮放加法器342的输出，且提供用于第二环路302b的X2信号。噪声消除逻辑348接收来自环路302a及302b的第一及第二量化信号，处理这些量化信号，且提供L位数字样本，其中L^1。在图3中所示的设计中，转换速率增强电路350耦合到第一积分器320a且增强所述积分器的转换速率。转换速率控制电路360接收第一量化信号作为反馈信号，且产生用于转换速率增强电路350的控制信号。大体来说，转换速率增强可应用于AEADC130b内的任何积分器，以便改进所述积分器的转换速率及稳定响应。图2及图3展示具有转换速率增强的两个实例AEADC。具有转换速率增强的AEADC还可以其它设计来实施。为清楚起见，下文针对图2中的2位AEADC130a而描述所述技术的各种方面。图2及图3中的每一积分器可用由OTA、电容器及开关构成的开关电容器电路来实施。所有这些电路元件可易于以互补金属氧化物半导体(CMOS)来制造。图4展示用单取样开关电容器电路实施的积分器400的设计的示意图。积分器400可用于图2及图3中的积分器中的每一者。在积分器400内，开关412具有接收输入信号Vin的一端及耦合到节点A的另一端。开关414耦合于节点A与电路接地之间。输入取样电容器420耦合于节点A与节点B之间。开关416耦合于节点B与电路接地之间。开关418耦合于节点B与0TA424的反相输入之间。OTA424的非反相输入耦合到电路接地。积分电容器422耦合于0TA424的反相输入与输出之间。OTA424提供输出信号V。ut。开关412、414、416及418分别由S2d、Sld、S2及SI控制信号控制。图5展示图4中的控制信号的时序图。图5的顶部展示取样时钟，取样时钟具有频率fsP且表示为SCLK。取样时钟的每一循环包括两个相位(i)对应于取样时钟处于逻辑高的时间的相位1;及(ii)对应于取样时钟处于逻辑低的时间的相位2。如图5中所示，在每一取样周期中，SI信号在相位1期间处于逻辑高，且S2信号在相位2期间处于逻辑高。Sid及S2d信号分别为SI及S2信号的延长(或延迟)型式。SI及Sld信号不与S2及S2d信号重叠。Sl、Sld、S2及S2d信号具有频率fsamp及小于50%的工作循环。返回参看图4，积分器400如下操作。在相位2期间，开关412及416通过S2及S2d信号上的逻辑高闭合，开关414及418通过Sl及Sld信号上的逻辑低断开，且电容器420通过Vin信号充电。在相位1期间，开关414及418通过Sl及Sld信号上的逻辑高闭合，开关412及416通过S2及S2d信号上的逻辑低断开，且电容器420上的电荷转移到电容器422，这导致V。ut信号改变。在每一取样时钟循环中，电容器420通过输入信号充电且随后将其电荷转移到电容器422。积分器输出的总稳定响应可依据转换速率限制稳定及线性稳定而定。当积分器输出存在大变化时，在总稳定响应的第一/早期部分期间出现转换速率限制稳定。在整个总稳定响应期间出现线性稳定。然而，线性稳定可能在早期部分期间与转换速率限制稳定相比可忽略不计，且可能在总稳定响应的后期部分中较显著。在总稳定响应的早期部分期间电荷可从电容器420转移到电容器422的速率依据OTA424的转换速率而定。需要具有快速转换速率，使得电容器420中的所有电荷可在短时间量中转移到电容器422。如果转换速率不充分快，则电容器422在积分阶段的末尾处可能不会被充满电，且积分器400的输出可能不会稳定到适当值。归因于不完全稳定的电容器422的(及积分器400的)最终值的误差可导致较高噪声底层，这可显著增加量化噪声并使AEADC的性能降级。较快转换速率可通过针对OTA424使用较大偏流而获得。然而，使用较大偏流将增加功率消耗，这对于无线及便携式电子装置来说是不合需要的。在一方面中，AEADC内的积分器的快速稳定响应可通过动态施加可加速电荷从电容器420到电容器422的转移的升压电流来实现，使得0TA424不进入转换速率限制。升压电流的量及/或极性可基于AEADC中的反馈信号来控制。反馈信号可用以预测积分器的输出何时将具有大正步或负步。可仅在需要实现针对大正步及负步的快速稳定响应时才施加升压电流。因而，可用很少额外功率获得良好性能。图6展示具有转换速率增强的积分器402的单端设计的示意图。积分器402包括开关412、414、416及418、电容器420及422以及OTA424，其均在上文针对图4而描述。积分器402进一步包括接收转换速率控制信号并在需要时提供升压电流的转换速率增强电路450。转换速率控制信号可基于反馈信号来产生，反馈信号可指示电容器422的最终值。当反馈信号指示电容器422的大正步时，转换速率增强电路450可提供可辅助0TA424对电容器422充电的正升压电流。相反，当反馈信号指示电容器422的大负步时，转换速率增强电路450可提供可辅助OTA424使电容器422放电的负升压电流。图7展示积分器700、DAC730及转换速率增强电路750的差分设计的示意图，所述装置可分别用于图2中的积分器220a、DAC230及转换速率增强电路250或分别用于图3中的积分器320a、DAC330a及转换速率增强电路350。积分器700接收由Vinp及Vim信号构成的差分输入信号，且提供由v。utp及V。自信号构成的差分输出信号。转换速率增强电路750提供用于V。utp及V。utn信号的升压电流(当需要时)，以便实现快速稳定响应。在积分器700内，上部路径中的开关712a、714a、716a及718a以及电容器720a及722a以及下部路径中的开关712b、714b、716b及718b以及电容器720b及722b分别以类似于图4中的开关412、414、416及418以及电容器420及422的方式耦合。开关712a及712b分别接收Vim及Vinp信号。开关714a及714b在节点J处耦合在一起，且开关716a及716b耦合到输入共模电压ViM。在DAC730内，开关732a具有接收Vrefp电压的一端及耦合到节点U的另一端。开关732b具有接收Vrefn电压的一端及耦合到节点V的另一端。开关734耦合于节点U与V之间。对于4级DAC，参考取样电路740的三个复本并联耦合于节点U及V与OTA724的反相输入及非反相输入之间。为简单起见，图7中仅展示电路740的一个复本。对于电路740的每一复本，参考取样电容器742a耦合于节点U与节点E之间，且参考取样电容器742b耦合于节点V与节点F之间。开关744a及744b串联耦合并处于节点E与F之间。开关746a及748a分别耦合于节点E与OTA724的反相输入及非反相输入之间。开关746b及748b分别耦合于节点F与OTA724的反相输入及非反相输入之间。开关746a及748b由Dim控制信号控制，且开关746b及748a由D2m控制信号控制，其中m可分别针对电路740的复本1、2及3而等于1、2及3。用于电路740的三个复本的Dim及D2m信号是基于S2信号及反馈信号而产生的。明确地说，Dlm及D2m信号是基于反馈信号而启用或停用的，且如果被启用，则在S2信号为有效的时间期间为有效的。电路740的三个复本用以取样由V^p及Vrefn电压界定的差分参考电压。对于电路740的每一复本，在每一取样周期中启用Dim或D2m信号。当启用Dim信号时，节点E经由开关746a而耦合到OTA724的反相输入，且节点F经由开关748b而耦合到0TA724的非反相输入。相反，当启用D2m信号时，节点E经由开关748a而耦合到OTA724的非反相输入，且节点F经由开关746b而耦合到OTA724的反相输入。当反馈信号为+1时，启用用于电路740的所有三个复本的Dlm信号，且电路740的所有三个复本中的电容器742在相同方向上耦合且提供三个单位的正存储电荷。当反馈信号为-1时，启用用于电路740的所有三个复本的D2m信号，且电路740的所有三个复本中的电容器742在相同方向上耦合且提供三个单位的负存储电荷。当反馈信号为+l/3时，启用用于电路740的两个复本的Dlm信号，启用用于电路740的剩余复本的D2m信号，且电路740的三个复本中的电容器742提供一个单位的正存储电荷。当反馈信号为-1/3时，启用用于电路740的两个复本的D2m信号，启用用于电路740的剩余复本的Dlm信号，且电路740的三个复本中的电容器742提供一个单位的负存储电荷。在图7中所示的设计中，电容器720a及720b使用S2信号在相位2期间取样Vim及Vinp信号，而电容器742a及742b使用Sl信号在相位1期间取样VMfp及V^n信号。电容器720a及720b在相位1期间将其存储电荷提供到电容器722a及722b，且电容器742a及742b在相位2期间将其存储电荷提供到电容器722a及722b。因而，输入信号及参考电压在交替时钟相位上取样，且也在交替时钟相位上积分。输入信号及参考电压的此交替取样(i)允许输入信号及DAC反馈信号的独立积分，且(ii)允许积分器负载在取样时钟的相位1与2之间平衡。在图7中所示的设计中，转换速率增强电路750包括正升压电路760及790以及负升压电路770及780。升压电路760包括串联耦合且处于正电源电压VDD与V。utp输出之间的开关762及电阻器764。升压电路770包括串联耦合且处于VDD电源与Voutn输出之间的开关772及电阻器774。升压电路780包括串联耦合且处于负电源电压Vss与V。utp输出之间的开关782及电阻器784。升压电路790包括串联耦合且处于Vss电源与￥。^输出之间的开关792及电阻器794。V^可为电路接地或某一其它电压。还可使用其它电压来代替图7中的V。d及V^。开关762及792由B1控制信号控制，且开关772及782由B2控制信号控制。图5展示用于图2中所示的2位AEADC130a的Bl及B2信号的设计。在此设计中，当反馈信号为+1时施加正升压，当反馈信号为-1时施加负升压，且当反馈信号为-1/3或+1/3时不施加升压。Bl及B2信号在S2信号被启用之初各自被启用持续短周期。在图7中所示的设计中，当来自电容器742a及742b的存储电荷被累积且转移到电容器722a及722b时施加升压电流。当来自电容器720a及720b的存储电荷被累积且转移到电容器722a及722b时不施加升压电流。此设计可提供上文描述的优点，例如隔离DAC输出以及仅以反馈信号控制开关762、772、782及792。大体来说，当累积来自电容器742的电荷时及/或当累积来自电容器720的电荷时可施加升压电流。表1展示用于图2中的2位AEADC130a的动态转换速率控制的设计。AEADC130a可提供具有四个可能2位值00、01、10及11的数字样本。DAC230可提供具有分别用于数字样本00、01、10及11的四个可能标准化值-l、-l/3、+l/3及+l的模拟反馈信号。最大正步可发生在反馈信号等于+1时，且最大负步可发生在反馈信号等于-1时。尤其针对反馈信号等于+l或-l的情况，可发生转换限制稳定。反馈信息可用以确定何时提供升压电流以及升压电流的极性/方向。在图7及表1中所示的设计中，当反馈信号为+1时，如图5中所示启用Bl信号，且开关762及792闭合。针对V。utp信号由VDD电源经由开关762及电阻器764提供正升压电流。还针对V。自信号由V^电源经由开关792及电阻器794提供正升压电流。当反馈信号为-1时，如图5中所示启用B2信号，且开关772及782闭合。针对V。自信号由VDD电源经由开关772及电阻器774提供负升压电流。还针对V。utp信号由Vss电源经由开关782及电阻器784提供负升压电流。当反馈信号为-1/3或+1/3时，如图5中所示停用Bl与B2信号两者，且开关762、772、782及792断开。表1<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>图8展示积分器800、DAC830及可编程转换速率增强电路850的差分设计的示意图，所述装置也可分别用于图2中的积分器220a、DAC230及转换速率增强电路250或分别用于图3中的积分器320a、DAC330a及转换速率增强电路350。积分器800及DAC830包括以与图7中的积分器700及DAC730内的电路元件712a到748b相同的方式耦合的电路元件812a到848b。转换速率增强电路850可提供针对V。^及V。utp信号的可编程升压电流(当需要时)，以便实现快速稳定响应。在图8中所示的设计中，升压电路850包括正升压电路860及890以及负升压电路870及880。升压电路860包括分别与K个电阻器864a到864k串联耦合的K个开关862a到862k。开关862与电阻器864的每一串联组合耦合于VDD电源与V。utp输出之间。升压电路870包括分别与K个电阻器874a到874k串联耦合的K个开关872a到872k。开关872与电阻器874的每一串联组合耦合于V。D电源与V。自输出之间。升压电路880包括分别与K个电阻器884a到884k串联耦合的K个开关882a到882k。开关882与电阻器884的每一串联组合耦合于V^电源与V。utp输出之间。升压电路890包括分别与K个电阻器894a到894k串联耦合的K个开关892a到892k。开关892与电阻器894的每一串联组合耦合于Vss电源与V。utn输出之间。大体来说，K可为任何整数值，且任何数目的电阻器分支可用于升压电路860到890中的每一者。K的较大值可提供经编程升压电流的较大分辨率。开关862a到862k及开关892a到892k分别由Bla到Blk控制信号控制。开关872a到872k及开关882a到882k分别由B2a到B2k控制信号控制。当反馈信号为+1时，可通过启用不同数目的B1信号来获得不同量的正升压电流。当反馈信号为-1时，可通过启用不同数目的B2信号来获得不同量的负升压电流。举例来说，可通过仅启用Bla信号来获得最小量的正升压电流，且可通过启用所有K个Bla到Blk信号来获得最大量的正升压电流。图8中所示的设计允许施加可编程量的升压电流以用于转换速率增强。可编程量的升压电流可有益于各种情形。在一个设计中，可编程性特征可用以获得针对不同参考电压的所要量的升压电流。在另一设计中，可编程性特征可用以获得针对不同操作模式的不同量的升压电流，不同操作模式可具有不同取样速率。举例来说，无线装置可以具有宽带信号的WCDMA模式或具有窄频信号的GSM模式来操作。可能针对WCDMA模式使用较大升压电流，WCDMA模式可具有较高取样速率且因而可能需要较短稳定时间。可能针对GSM模式使用较小升压电流或不使用升压电流，GSM模式可具有较低取样速率且因而可能能够容许较12长稳定时间。在又一设计中，可编程性特征可用以支持不同数目的量化电平。举例来说，对于具有相对输出值_5、_3、-1、+1、+3及+5的6级AE调制器，可针对_5及+5级来施加最大升压，可针对_3及+3级来施加最大升压的一半，且可针对-1及+1级不施加升压。可编程量的升压电流还可用于其它情形。图9展示图2中的转换速率控制电路260的设计的框图。电路260包括脉冲产生器910及控制信号产生器930。脉冲产生器910接收用于AEADC130a的C2控制信号，且在每一取样周期中提供脉冲。在脉冲产生器910内，RC电路920接收C2信号且提供经延迟的C2信号。RC电路920包括具有值Rdelay的电阻器922及具有值Cdelay的电容器924。反相器926使来自RC电路920的经延迟C2信号反相且提供经反相C2信号。AND门928接收C2信号及经反相C2信号，且提供在每一取样周期中包含脉冲的第一信号。每一脉冲的宽度由Rdelay及Cdelay值来确定。在控制信号产生器930内，检测器932接收反馈信号，检测+l，且每当检测到+l时提供逻辑高输出。AND门934接收来自脉冲产生器910的第一信号及检测器932的输出，且产生B1控制信号。每当检测到+l时启用B1信号，且B1信号具有由来自脉冲产生器910的第一信号所确定的脉冲持续时间。类似地，检测器936接收反馈信号，检测-l，且每当检测到-1时提供逻辑高输出。AND门938接收来自脉冲产生器910的第一信号及检测器936的输出，且产生B2控制信号。每当检测到-1时启用B2信号，且B2信号具有由来自脉冲产生器910的第一信号所确定的脉冲持续时间。图9展示转换速率控制电路260的特定设计。用于转换速率增强电路的转换速率控制信号还可以其它方式产生。举例来说，在另一设计中，RC电路920可用串联耦合的多个反相器来替代。反相器的数目可为固定的或可编程的。在一个设计中，转换速率增强仅被启用持续足以将电荷从取样电容器(例如，图7中的电容器742a及742b)转移到积分电容器(例如，图7中的电容器722a及722b)的时间量，且在剩余时间被停用。转换速率增强是通过在必要时供应或吸收经良好控制的电流脉冲来实现的。电流脉冲的量及方向可以数字方式且动态地控制。可仅在存在来自DAC反馈路径的大转换事件时才接通电流脉冲。在电流脉冲的预定短持续时间之后，积分器如同无电流升压发生而以正常方式运作。因而，线性稳定、带宽及噪声特性并不受转换速率增强电路影响。此外，无额外静态电流从转换速率增强电路提取。对于图7中所示的设计，升压电路760到790中的每一者在所述升压电路由适用Bl或B2信号启用时提供电流脉冲。电流脉冲的宽度及振幅可基于将从取样电容器742转移到积分电容器722的电荷量来确定。将在一个取样周期中转移的电荷量可表达为(工bias+Iboost)tb00st一AQ一VrefCs咖p，等式(1)其中Ibias为用于OTA724的静态偏流，Ib。。st为由转换速率增强电路750所提供的升压电流，tboost为将工boost施加到OTA724的持续时间，Csamp为取样电容器742a或742b的电容，Vref为DAC参考电压，且AQ为由施加Ibias及Ib。。st达持续时间tb。。st而产生的电荷』参考电压可表达为Vref—Vrefp_Vrefn。等式(2)平均差分升压电流可表达为rri门等式(3)2i,其中V。&为输出差分模式电压。如等式(3)中所示，升压电流的量与转换速率增强电路750内的电阻器764、774、784或794的值R成反比。举例来说，如果电阻器值R从600欧姆减少到300欧姆，则升压电流的量可加倍。作为实例，转换速率增强可用于图2中的AEADC130a中的积分器220a。可基于所要的总稳定响应来选择l毫微秒(ns)的升压脉冲宽度。积分器220a可经设计有Vre^1.2伏(V)、Csamp=2.1皮可法拉(pF)以及Ib电流的所要量可给出为1.2Vx2.1pFQ.625微安(i!A)。根据等式(l)，升压boostibias—Lboost1.0ns如果VD可给出为r=.0.625|jA=1.9mA等式(4)2.1V且输出差分电压为V^=0.5V，则每一升压电路中的电阻器值R2.1boost2.2V-0.5V3.8mA=447Q等式(5)可将电阻器764、774、784及794设定为447欧姆以获得可在一个取样周期内分别将2.52微库仑(pC)的电荷从取样电容器742a及742b转移到积分电容器722a及722b的升压电流。升压电流的量可通过改变电阻器764、774、784及794的值来调整。电阻器764及774可具有与电阻器784及794相同的值，或这些电阻器可具有不同值，这依据用于积分器及转换速率增强电路的各种电压而定。升压电流脉冲的持续时间可用图9中的RC电路920来控制，RC电路920具有电阻器值Rd^y及电容器值Cd^y。电流脉冲的持续时间可表达为tboost■delayCfelay。等式(6)使用RC电路920来产生Bl及B2信号的脉冲可(i)允许RC电路中的电容器924跟踪积分器700中的电容器742a及742b的变化，且(ii)允许RC电路中的电阻器922跟踪转换速率增强电路750中的电阻器764、774、784或794的变化。电阻器及电容器值可归因于IC工艺、温度等的变化而变化。Bl及B2信号上的脉冲的持续时间可自动变化以解决电阻器及电容器值的变化。这于是可允许甚至在电阻器及电容器值变化的情况下转移适当量的电荷AQ，其中假定电容器与电阻器匹配。经由使用RC电路920的电容器及电阻器跟踪可确保在电阻器及电容器变化时电荷保持恒定。举例来说，脉冲持续时间可因较大电阻器值而延长，较大电阻器值可减少升压电流的量且因而需要较多时间来将电荷从取样电容器转移到积分电容器。脉冲持续时间还可因较大电容器值而延长，较大电容器值可增加待转移电荷的量，因而需要较多时间来用于电荷转移。举例来说，如果电阻器764、774、784及794的值R归因于IC工艺变化而增加10%，则升压电流Ib。。st可减少10%。然而，RC电路920内的电阻器922的值Rdelay也将增加10%，且升压脉冲持续时间tb。。st接着将增加10%。因此，即使电阻器值已增加10%，由转换速率增强电路750所提供的总电荷Q,■boostIboostboost仍将保持恒定'为了跟踪IC工艺变化，RC电路920中的电阻器922及转换速率增强电路750中的电阻器764、774、784或794应具有同一类型。这些电阻器可为基极扩散电阻器、发射极扩散电阻器、离子植入电阻器、扩散致窄电阻器、外延电阻器、扩散致窄外延电阻器、薄膜电阻器或某种其它类型的电阻器。类似地，RC电路920中的电容器924以及积分器700中的取样电容器742a及742b也应具有同一类型。这些电容器可在反偏置及M0S电容器结构下用pn结来实施。电容器720a、720b、722a、722b、742a及742b也应关于IC工艺及温度变化而彼此跟踪。在上文描述中，转换速率增强应用于AEADC中的第一积分器。快速稳定响应在第一积分器中可能较为重要，因为后继积分器的非线性稳定误差在输入被引用时由第一积分器增益相除且因此对信噪失真比(SNDR)的影响比第一积分器对SNDR的影响小。转换速率增强可以非常小的功率消耗及额外电路代价来提供第一积分器的快速稳定响应。转换速率增强还可应用于AEADC中的任何剩余积分器以可能改进性能。为清楚起见，上文已描述针对来自2位AEADC的反馈值+1及_1的转换速率增强。大体来说，转换速率增强可应用于具有任何数目的输出位(例如，1位输出、2位输出、3位输出等)的AEADC。此外，转换速率增强可应用于可能输出值的全部或子集。在一个设计中，转换速率增强可应用于仅最大输出值及最小输出值，如上文所描述。在另一设计中，转换速率增强可应用于具有一个以上位输出的AEADC的额外输出值。可将相同量的升压电流施加到每一输出值。或者，可将不同量的升压电流施加到不同输出值。举例来说，可针对输出值+1及-1施加较大升压电流，且可针对输出值+1/3及-1/3施加较小升压电流。积分器的总稳定响应可依据转换速率限制稳定及线性稳定而定，如上文描述。当以高频率操作时，转换速率限制稳定时间可超过用于大正步及负步的总稳定时间的50%，且因而可能对积分器性能具有大影响。可启用转换速率增强，以便减少积分器的针对DAC反馈值-l或+l的转换速率限制稳定时间。对于DAC反馈值-l/3或+l/3，积分器的转换速率限制稳定时间可能可忽略不计，且因此可停用转换速率增强。图10展示用于操作具有转换速率增强的AEADC的过程1000的设计。可用AEADC来数字化模拟信号以获得数字样本(框1012)。可基于AEADC中的反馈信号而增强AEADC内的积分器的转换速率(框1014)。图11展示用于实现图10中的框1014中的转换速率增强的过程的设计。可检测反馈信号中的最大值(框1112)。当检测到最大值时，可向积分器提供正升压电流脉冲(框1114)。可检测反馈信号中的最小值(框1116)。当检测到最小值时，可向积分器提供负升压电流脉冲(框111S)。可分别基于第一及第二电阻器而产生正及负升压电流(框1120)。可产生升压电流的脉冲以具有基于第三电阻器而确定的持续时间，所述第三电阻器关于IC工艺变化而跟踪第一及第二电阻器(框1122)。还可产生脉冲以具有基于电容器而确定的持续时间，所述电容器关于IC工艺变化而跟踪积分器中的取样电容器(框1124)。在一个设计中，可产生可编程量的升压电流以增强积分器的转换速率。可基于用于积分器的参考电压、AEADC的操作模式、模拟信号的带宽、AEADC的取样速率、输出位或电平的数目及/或某其它因素来确定升压电流的可编程量。本文所描述的技术可提供各种优点。第一，转换速率增强可允许积分器以较小偏流操作，同时实现快速稳定时间。在转换速率增强的情况下，积分器的稳定时间可不再由转换速率限制，且可在不降级总性能的情况下显著减少用于积分器的静态偏流。第二，当转换速率增强关闭时，积分器可如同未添加转换速率增强那样运作。可能对带宽、噪声及额外静态电流消耗具有可忽略不计的影响或没有影响。第三，可用相对简单的电路实现转换速率增强，相对简单的电路可用很少电路组件及小硅面积来实施。本文所描述的技术可实施于IC、模拟IC、RFIC(RFIC)、混合信号IC、专用集成电路(ASIC)、印刷电路板(PCB)、电子装置等上。本文所描述的电路可用各种IC工艺技术来制造，例如CMOS、N沟道M0S(NM0S)、P沟道M0S(PM0S)、双极结晶体管(BJT)、双极CMOS(BiCMOS)、硅锗(SiGe)、石申化镓(GaAs)等。实施本文所描述的技术的设备可为独立装置或可为较大装置的部分。装置可为(i)独立IC;(ii)一个或一个以上IC的集合，其可包括用于存储数据及/或指令的存储器IC;(iii)例如RF接收器(RFR)或RF发射器/接收器(RTR)等RFIC;(iv)例如移动台调制解调器(MSM)等ASIC;(v)可嵌入于其它装置内的模块；(vi)接收器、蜂窝式电话、无线装置、手持机或移动单元；(vii)等等。在一个或一个以上示范性设计中，所描述的功能可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施。如果以软件实施，则所述功能可作为一个或一个以上指令或代码存储于计算机可读媒体上或经由计算机可读媒体传输。计算机可读媒体包括计算机存储媒体与通信媒体两者，其包括有助于将计算机程序从一个地方转移到另一个地方的任何媒体。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。借助于实例而非限制，此类计算机可读媒体可包含RAM、R0M、EEPR0M、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用于以指令或数据结构的形式携载或存储所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。而且，任何连接均适当地称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外、无线电及微波等无线技术而从网站、服务器或其它远程源传输软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外、无线电及微波等无线技术包括在媒体的定义中。如本文所使用的磁盘及光盘包括紧密光盘(CD)、激光光盘、光盘、数字通用光盘(DVD)、软盘及蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式再生数据，而光盘则用激光以光学方式再生数据。以上各项的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。提供对本发明的先前描述以使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将易于明白本发明的各种修改，且本文中所界定的一般原理可在不脱离本发明的范围的情况下应用于其它变型。因此，本发明并不希望限于本文所描述的实例及设计，而是应被赋予与本文所揭示的原理及新颖特征一致的最广泛范围。权利要求一种设备，其包含ΔΣ模/数转换器(ΔΣADC)，其操作以接收模拟信号且提供数字样本，所述ΔΣADC包含积分器，其操作以接收输入信号且提供输出信号，及转换速率增强电路，其耦合到所述积分器且操作以基于所述ΔΣADC中的反馈信号而增强所述积分器的转换速率。2.根据权利要求1所述的设备，其中所述转换速率增强电路包含第一升压电路，其耦合到所述积分器的第一输出且操作以在所述第一升压电路被启用时提供正升压电流，及第二升压电路，其耦合到所述积分器的所述第一输出且操作以在所述第二升压电路被启用时提供负升压电流。3.根据权利要求2所述的设备，其中所述转换速率增强电路进一步包含第三升压电路，其耦合到所述积分器的第二输出且操作以在所述第三升压电路被启用时提供正升压电流，及第四升压电路，其耦合到所述积分器的所述第二输出且操作以在所述第四升压电路被启用时提供负升压电流，所述第一及第二输出形成所述积分器的差分输出。4.根据权利要求1所述的设备，其中所述转换速率增强电路包含耦合到所述积分器的至少一个升压电路，每一升压电路操作以在所述升压电路被启用时提供升压电流以增强所述积分器的所述转换速率。5.根据权利要求4所述的设备，其中每一升压电路包含电阻器及开关，其串联耦合且处于所述积分器的输出与电源电压之间，所述开关被闭合以提供所述升压电流。6.根据权利要求4所述的设备，其中每一升压电路包含多组电阻器及开关，每一组包含串联耦合且处于所述积分器的输出与电源电压之间的电阻器及开关，其中可编程数目的开关被闭合以提供所述升压电流。7.根据权利要求6所述的设备，其中针对每一升压电路而闭合的开关的数目是基于用于所述积分器的参考电压、所述A2ADC的操作模式、所述模拟信号的带宽及所述A2ADC的取样速率中的至少一者而确定的。8.根据权利要求1所述的设备，其中所述转换速率增强电路在所述转换速率增强电路被启用时提供升压电流脉冲以增强所述积分器的所述转换速率。9.根据权利要求8所述的设备，其中所述脉冲的持续时间是基于包含第一电阻器的RC电路而确定的，其中升压电流量是基于所述转换速率增强电路内的第二电阻器而确定的，且其中所述第一电阻器关于集成电路(IC)工艺变化而跟踪所述第二电阻器。10.根据权利要求8所述的设备，其中所述脉冲的持续时间是基于包含第一电容器的RC电路而确定的，其中所述积分器基于取样电容器而执行积分，且其中所述第一电容器关于集成电路(IC)工艺变化而跟踪所述取样电容器。11.根据权利要求8所述的设备，其中所述脉冲的持续时间及所述升压电流的振幅是基于在一个取样周期中由所述积分器转移的电荷量而确定的。12.根据权利要求1所述的设备，其中所述转换速率增强电路提供分别针对所述反馈信号的最大值及最小值的第一及第二升压电流量。13.根据权利要求1所述的设备，其中所述转换速率增强电路提供针对所述反馈信号的不同值的不同量的升压电流。14.根据权利要求1所述的设备，其进一步包含控制电路，其操作以接收所述反馈信号且产生用于所述转换速率增强电路的至少一个控制信号。15.根据权利要求14所述的设备，其中所述控制电路包含脉冲产生器，其操作以接收用于所述积分器的控制信号且产生包含脉冲的第一信号，每一脉冲具有基于RC电路而确定的持续时间，及控制信号产生器，其操作以基于来自所述脉冲产生器的所述第一信号及所述反馈信号而产生用于所述转换速率增强电路的至少一个控制信号。16.根据权利要求15所述的设备，其中所述控制信号产生器操作以检测所述反馈信号中的最大值，每当检测到所述最大值时在第一控制信号上提供脉冲，检测所述反馈信号中的最小值，且每当检测到所述最小值时在第二控制信号上提供脉冲。17.根据权利要求l所述的设备，其中所述A2ADC提供2位数字样本，且其中所述转换速率增强电路仅针对所述数字样本的最大值及最小值而被启用。18.根据权利要求1所述的设备，其中所述A2ADC包含多个积分器，且其中所述积分器是所述多个积分器中的第一积分器。19.根据权利要求l所述的设备，其中所述A2ADC是包含两个积分器的二阶A2ADC，且其中所述积分器是所述两个积分器中的第一积分器。20.根据权利要求l所述的设备，其中所述A2ADC是包含多个积分器的级联A2ADC，且其中所述积分器是所述多个积分器中的第一积分器。21.根据权利要求1所述的设备，其中所述设备是集成电路。22.—种设备，其包含有源电路，其处于反馈电路内且操作以接收输入信号并提供输出信号；控制电路，其操作以接收所述反馈电路中的反馈信号且产生至少一个控制信号；及转换速率增强电路，其耦合到所述有源电路且操作以接收来自所述控制电路的所述至少一个控制信号并基于所述至少一个控制信号而增强所述有源电路的转换速率。23.根据权利要求22所述的设备，其中所述有源电路是积分器，且所述反馈电路是△2模/数转换器(A2ADC)。24.—种方法，其包含用A2模/数转换器(A2ADC)来数字化模拟信号以获得数字样本；及基于所述A2ADC中的反馈信号而增强所述A2ADC内的积分器的转换速率。25.根据权利要求24所述的方法，其中所述增强所述积分器的所述转换速率包含检测所述反馈信号中的最大值，当检测到所述最大值时提供正升压电流脉冲，检测所述反馈信号中的最小值，及当检测到所述最小值时提供负升压电流脉冲。26.根据权利要求25所述的方法，其中所述增强所述积分器的所述转换速率进一步包含分别基于第一及第二电阻器而产生所述正升压电流及所述负升压电流，及产生具有基于第三电阻器而确定的持续时间的脉冲，所述第三电阻器关于集成电路(IC)工艺变化而跟踪所述第一及第二电阻器。27.根据权利要求25所述的方法，其中所述增强所述积分器的所述转换速率进一步包含产生具有基于第一电容器而确定的持续时间的脉冲，所述第一电容器关于集成电路(IC)工艺变化而跟踪所述积分器中的取样电容器。28.根据权利要求24所述的方法，其中所述增强所述积分器的所述转换速率包含产生可编程量的升压电流以增强所述积分器的所述转换速率，所述可编程量的升压电流是基于用于所述积分器的参考电压、所述A2ADC的操作模式、所述模拟信号的带宽及所述A2ADC的取样速率中的至少一者而确定的。29.—种设备，其包含用于用A2模/数转换器(A2ADC)来数字化模拟信号以获得数字样本的装置；及用于基于所述A2ADC中的反馈信号而增强所述A2ADC内的积分器的转换速率的装置。30.根据权利要求29所述的设备，其中所述用于增强所述积分器的所述转换速率的装置包含用于检测所述反馈信号中的最大值的装置，用于在检测到所述最大值时提供正升压电流脉冲的装置，用于检测所述反馈信号中的最小值的装置，及用于在检测到所述最小值时提供负升压电流脉冲的装置。31.根据权利要求30所述的设备，其中所述用于增强所述积分器的所述转换速率的装置进一步包含用于分别基于第一及第二电阻器而产生所述正升压电流及所述负升压电流的装置，及用于产生具有基于第三电阻器而确定的持续时间的脉冲的装置，所述第三电阻器关于集成电路(IC)工艺变化而跟踪所述第一及第二电阻器。32.根据权利要求30所述的设备，其中所述用于增强所述积分器的所述转换速率的装置进一步包含用于产生具有基于第一电容器而确定的持续时间的脉冲的装置，所述第一电容器关于集成电路(IC)工艺变化而跟踪所述积分器中的取样电容器。33.根据权利要求29所述的设备，其中所述用于增强所述积分器的所述转换速率的装置包含用于产生可编程量的升压电流以增强所述积分器的所述转换速率的装置，所述可编程量的升压电流是基于用于所述积分器的参考电压、所述A2ADC的操作模式、所述模拟信号的带宽及所述A2ADC的取样速率中的至少一者而确定的。全文摘要本发明描述用于增强反馈电路(例如ADC)内的有源电路的转换速率的技术。在一个设计中，ADC包括积分器、转换速率增强电路及控制电路。所述积分器接收输入信号且提供输出信号。所述转换速率增强电路基于所述ADC中的反馈信号而增强所述积分器的转换速率。所述转换速率增强电路可提供(i)仅针对所述反馈信号的特定值(例如，最大值及最小值)的升压电流，或(ii)针对所述反馈信号的不同值的不同量的升压电流。在一个设计中，所述转换速率增强电路包括耦合到所述积分器的至少一个升压电路。每一升压电路在所述升压电路被启用时提供升压电流以增强所述积分器的所述转换速率。文档编号H03M3/02GK101743693SQ200880024716公开日2010年6月16日申请日期2008年7月15日优先权日2007年7月16日发明者伦纳特·K-A·马特,全孝宏申请人:高通股份有限公司