用于切换电容器∑-δ模/数转换器的使用斩波器电压参考的多层级反馈数/模转换器的制作方法

专利名称：用于切换电容器∑-δ模/数转换器的使用斩波器电压参考的多层级反馈数/模转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及模/数转换器(ADC)，且更特定来说，涉及一种减小来自与模/数转换器相关联的电压参考源的Ι/f噪声和直流(DC)偏移的方式。
背景技术：
模/数转换器(ADC)现今在用于消费者、医疗、工业等的电子应用中普遍使用。通常，ADC包括用于接收模拟输入信号且输出与模拟输入信号成比例的数字值的电路。此数字输出值通常呈并行字或串行数字位串的形式。存在许多类型的模/数转换方案，例如电压-频率转换、电荷再分布、Δ调制以及其它转换方案。通常，这些转换方案中的每一者具有其优点和缺点。
使用得越来越多的一类型模/数转换器(ADC)为切换电容器Σ -AADC(本文中将互换地使用Σ -Δ与Λ-Σ)。Σ -AADC利用Δ-Σ调制，其中模拟电压输入到Δ-Σ调制器，且其输出经滤波以移除噪声。Σ调制器通常将模拟输入转换为具有与模拟输入成比例的随时间的平均振幅的“1”和“0”的数字串行串。与早期Δ调制技术相比，Δ-Σ调制通常提供高精度和宽的动态范围。Δ- Σ调制通常被称为过取样转换器架构，且通常不受 Δ调制的某些早期不合意二阶效应的影响。
切换电容器Σ -Δ转换器在反馈环路中使用数/模转换器(DAC)，其将电压施加到定位于Σ调制器的前端(模拟部分)处的模拟求和节点。在任一 ADC的情况下，存在 ADC设计中所固有的多个噪声源。在典型的A-EADC中，通常存在三种类型的噪声来自由反馈环路中的量化器引入的误差的量化噪声，来自转换器自身的装置的热噪声，和还来自装置的Ι/f噪声。此外，由于ADC的输出码与输入电压与参考电压的比成比例，所以来自参考电压的任何额外噪声将存在于输出处，尤其是当输入电压对参考电压的比接近1时。 此外，电压参考中的来自DC偏移的确定性误差将作为增益误差影响ADC。
低频率下的量化噪声为相对低的，其最大部分存在于较高频率处。此较高频率部分噪声可通过数字域滤波器(例如，抽取和/或数字低通滤波器)滤除。此外，可通过增大调制器的阶或DAC的分辨率而降低量化噪声。可通过增大转换器的过取样比而平均化来自参考电压和ADC两者的热噪声。然而，平均化技术并不过滤DC偏移和Ι/f噪声，尤其当DC 偏移和Ι/f噪声来自电压参考时，这是因为其通常与信号信息一起通过转换器。对于高分辨率ADC来说，当量化噪声和热噪声均已被减小时，Ι/f噪声变为占主导地位的噪声。1/f 噪声极其难以衰减，这是因为其不受增大ADC的复杂性(较高阶、多位DAC)或过取样的影响。
可通过使用经斩波器稳定化的电压参考来实质上减小来自电压参考的DC偏移。 典型的经斩波器稳定化的带隙电压参考在罗(Roh)等人的标题为“用以消除偏移变化的经斩波器稳定化的带隙参考电路(Chopper Stabilized Bandgap Reference Circuit to Cancel Offset Variation) ”的第6，462，612号美国专利中更全面描述，且为了所有目的以引用的方式并入本文中。经斩波器稳定化的电压参考实质上减小电压参考中的直流(DC) 偏移电压误差。然而，典型的经斩波器稳定化的电压参考需要在参考的输出处的模拟低通滤波器，以移除由斩波器稳定化引入的高频率调制的分量。当经斩波的带隙电压直接施加到Σ - Δ转换器的参考输入时，并不需要此低通滤波器HF斩波噪声可通过抽取和/或数字低通滤波器滤除。然而，当将抽取和/或数字低通滤波器用于滤除HF斩波噪声时，需要经修改的斩波器序列。图12展示由使用常规的斩波器算法的5层级DAC产生的误差。如可见，当位流和斩波器控制频率相关性为高时，出现巨大的尖峰。
Σ-Δ模/数转换器(ADC)可使用在调制器环路中的多位DAC。此具有分辨率、信噪比方面的优点，且以设计复杂性和功率消耗方面的减小的成本促成关于稳定性的改进。 然而，线性通常由于本质上并非线性的多位DAC而降级，且通常需要极精确的校准和/或修
iF. ο 另一方面，因为过取样技术不会移除的Ι/f噪声，由ADC使用的电压参考通常对系统的噪声指数有显著影响，尤其是对于低带宽系统来说。此外，电压参考电路中的放大器的偏移对ADC的增益误差有影响，且通常需要修整或校准。

发明内容
所需要的为一种多层级(例如，五层级)数/模转换器(DAC)，其提供固有线性和电压参考偏移消除和Ι/f噪声减小。
根据一实施例，一种多位数/模转换器可包含经斩波的参考电压产生器，其产生包含经斩波的偏移电压的参考电压；切换电容器级，其用于产生多个输出电压；以及切换定序器，其控制所述切换电容器级，所述切换定序器可操作以针对每一输出电压产生切换模式，其中每一模式包含充电阶段和转移阶段，且其中对于至少一个输出电压来说，所述切换定序器提供两个切换模式，其中每一切换模式贡献具有相反极性的偏移。
根据又一实施例，所述切换定序器可包含存储所产生的偏移的正负号的存储器构件，且所述切换定序器视输入值和所述所存储的正负号而选择模式。根据另一实施例，所述参考电压产生器可在每一充电和转移阶段中经斩波，且所述两种切换模式可交替地应用到所述切换电容器级。根据再一实施例，所述参考电压产生器可仅在充电阶段与转移阶段之间经斩波，且所述第一切换模式或所述第二切换模式被应用到所述切换电容器级。根据另一实施例，所述切换电容器级可包含两个并行的部分切换级，且所述两种切换模式被分别应用到所述第一部分切换级和所述第二部分切换级。根据又一实施例，所述两种切换模式可交替地应用到所述第一部分切换级和所述第二部分切换级。根据再一实施例，所述切换电容器级可包含正参考电压电容器，其具有为C的电容；负参考电压电容器，其具有为C的电容；第一对开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到正参考电压与负参考电压；第二对开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与所述正参考电压；以及第三开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起。根据另一实施例， 所述多位数/模转换器可为5层级(3位)数/模转换器，且其中所述第一对开关、所述第二对开关和所述第三开关在充电阶段和转移阶段中被定序，以产生五个同等分布的电荷电平 2C*Vkef、C*Vkef、O、-OVkef和-2C*VKEF，其中Vkef为参考电压。根据又一实施例，所述第一对开关、所述第二对开关和所述第三开关的所述充电阶段和转移阶段的切换序列并不重叠。根据再一实施例，对于C*VKEF的电荷电平来说，在第一模式中所述第一对开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开；所述第二对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；且所述第三开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；且在第二模式中所述第一对开关在所述充电阶段期间和在所述转移阶段期间断开；所述第二对开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；以及所述第三开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开。根据另一实施例，对于-C*VKEF的电荷电平来说，在第一模式中所述第一对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；所述第二对开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开；且所述第三开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；且在第二模式中所述第一对开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；所述第二对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；且所述第三开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开。根据又一实施例，所述切换电容器级可包含第一参考电压切换电路和第二参考电压切换电路，所述切换电路各自包含正参考电压电容器，其具有为C/2的电容；负参考电压电容器，其具有为C/2的电容；第一对开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到正参考电压与负参考电压；第二对开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与所述正参考电压；以及第三开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起。根据再一实施例，所述多位数/模转换器可为5层级(3位)数/模转换器，且其中每一参考电压切换电路的所述第一对开关、所述第二对开关和所述第三开关在充电阶段和转移阶段中被定序，以产生五个同等分布的电荷电平C*VKEF、C/2*Vkef、0、_C/2*Vkef和-OVkef， 其中Vkef为参考电压。根据另一实施例，每一参考电压切换电路的所述第一对开关、所述第二对开关和所述第三开关的所述充电阶段和转移阶段的切换序列并不重叠。根据又一实施例，对于C/2*Vkef的电荷电平，对于所述第一参考电压切换电路来说所述第一对开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开；所述第二对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；以及所述第三开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；且对于所述第二参考电压切换电路来说所述第一对开关在所述充电阶段期间和在所述转移阶段期间断开；所述第二对开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；且所述第三开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开；或反之亦然。根据再一实施例，对于_C/2*Vkef的电荷电平，对于所述第一参考电压切换电路来说第一对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；所述第二对开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开；且所述第三开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；且对于所述第二参考电压切换电路来说所述第一对开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；所述第二对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；且所述第三开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开；或反之亦然。根据另一实施例，一种Σ -Δ调制器可包含此类多位数/模转换器，且可进一步包含模拟输入电压级，所述模拟输入电压级具有与所述多位数/模转换器耦合的电容性反馈网络。
根据另一实施例，一种用于在切换电容器数/模转换器中产生多个输出电压中的至少一个输出电压的方法可包含如下步骤接收用于所述至少一个输出电压的输入信号； 使用斩波器控制提供参考电压，借此产生与所述参考电压的正性或负性偏移；以具有第一阶段和第二阶段的第一切换模式A产生所述至少一个输出电压，借此产生正性偏移；以及以针对所述第一阶段和第二阶段的不同于所述第一切换模式的第二切换模式B产生所述至少一个输出电压，借此产生负性偏移。
根据又一实施例，所述方法可进一步包含以下步骤存储所产生的偏移的正负号； 以及视所述输入信号和所述所存储的正负号而选择模式。根据再一实施例，所述斩波器控制可针对每一第一阶段和第二阶段对所述参考电压进行斩波。根据另一实施例，所述斩波器控制可仅在所述第一阶段与第二阶段之间对所述参考电压进行斩波，且仅使用模式A 或模式B。根据又一实施例，所述第一模式和第二模式可交替地用于具有“ΑΒΑΒΑΒ…”或 “ΒΑΒΑΒΑ…”的控制序列的输入信号的序列。根据再一实施例，所述第一模式和第二模式可交替地用于包括“ΑΑΒΒΑΑΒΒ···”或“ΒΒΑΑΒΒΑΑ···”的控制序列的输入信号的序列。根据另一实施例，可在反馈数/模转换器中产生五个参考电压电平，所述方法包含以下步骤提供具有为C的电容的正参考电压电容器；提供具有为C的电容的负参考电压电容器；通过以下步骤产生为C*VKEF的电荷电平在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述正参考电压与负参考电压，和在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起；或通过以下步骤产生为C*VKEF的电荷电平 在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起，和在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与所述正参考电压；以及通过以下步骤产生为-C*VKEF的电荷电平在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与正参考电压，和在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起；或通过以下步骤产生为-C*VKEF的电荷电平在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起，和在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述正参考电压与负参考电压。根据又一实施例，如上所描述的所述方法可进一步包含以下步骤提供具有为A*C的电容的正输入电压电容器；提供具有为A*C 的电容的负输入电压电容器；在所述充电阶段期间将所述正输入电压电容器与负输入电压电容器分别耦合到所述正输入电压与负输入电压；在所述转移阶段期间将所述正输入电压电容器与负输入电压电容器分别耦合到所述负输入电压与正输入电压；在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器和所述正输入电压电容器与负输入电压电容器耦合到共模电压；以及在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器和所述正输入电压电容器与负输入电压电容器耦合到放大器的差动输入，其中具有相应电容性反馈网络的所述放大器产生五个同等分布的输出电压A*Vin+Vkef、A*Vin+Vkef/2、 A*Vin+0、A*Vin-Vkef/2和A*VIN-VKEF，其中A为增益，Vin为所述输入电压，且Vkef为所述参考电压。
根据再一实施例，一种用于在切换电容器数/模转换器中产生多个输出电压中的至少一个输出电压的方法可包含以下步骤接收用于所述至少一个输出电压的输入信号； 使用斩波器控制提供参考电压，借此产生与所述参考电压的正性或负性偏移；以使用第一阶段和第二阶段的第一切换模式A产生第一部分电荷，借此产生一正性偏移；以及并行地以使用所述第一阶段和所述第二阶段的不同于所述第一切换模式的第二切换模式B产生第二部分电荷，借此产生负性偏移，使所述第一部分电荷与第二部分电荷相加以形成所述输出电压。
根据另一实施例，所述方法可进一步包含以下步骤存储所得偏移的正负号；以及视输入信号和所述所存储的正负号而选择第一模式和第二模式。根据又一实施例，用于所述第一部分电荷和所述第二部分电荷的所述切换模式可针对输入信号的序列而交替，其中交替控制序列包含模式“ABABAB…”或“BABABA…”。根据再一实施例，用于所述第一部分电荷和所述第二部分电荷的所述切换模式可针对所述输入信号的序列而交替，其中交替控制序列包含模式“AABBAABB…”或“BBAABBAA…”。根据另一实施例，可在反馈数/模转换器中产生五个参考电压电平，所述方法包含以下步骤提供具有为C/2的电容的第一正参考电压电容器；提供具有为C/2的电容的第一负参考电压电容器；提供具有为C/2的电容的第二正参考电压电容器；提供具有为C/2的电容的第二负参考电压电容器；通过以下步骤产生为C*VKEF的电荷电平通过在所述充电阶段期间将所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器分别耦合到所述正参考电压与所述负参考电压，和在所述转移阶段期间将所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器耦合在一起而产生第一电荷，通过在所述充电阶段期间将所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器耦合在一起， 和在所述转移阶段期间将所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与所述正参考电压而产生第二电荷，以及使所述第一电荷与所述第二电荷相加；以及通过以下步骤产生为-C*VKEF的电荷电平通过在所述充电阶段期间将所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与正参考电压， 和在所述转移阶段期间将所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器耦合在一起而产生第一电荷，通过在所述充电阶段期间将所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器耦合在一起，和在所述转移阶段期间将所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器分别耦合到所述正参考电压与负参考电压而产生第二电荷，以及使所述第一电荷与所述第二电荷相加。根据又一实施例，所述以上方法可进一步包含以下步骤提供具有为A*C的电容的正输入电压电容器；提供具有为A*C的电容的负输入电压电容器；在所述充电阶段期间将所述正输入电压电容器与负输入电压电容器分别耦合到所述正输入电压与负输入电压；在所述转移阶段期间将所述正输入电压电容器与负输入电压电容器分别耦合到所述负输入电压与正输入电压；在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器和所述正输入电压电容器与负输入电压电容器耦合到共模电压；以及在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器和所述正输入电压电容器与负输入电压电容器耦合到放大器的差动输入，其中具有相应电容性反馈网络的所述放大器产生五个同等分布的输出电压 A*Vin+Vkef、A*Vin+VKEF/2、A*VIN+0、A*Vin-VKEF/2 和 A*VIN_VKEF， 其中A为增益，Vin为所述输入电压，且Vkef为所述参考电压。根据再一实施例，所述以上方法可包含以下步骤提供第一模拟输入电路与第二模拟输入电路，其用于将模拟输入信号与第一部分参考电路的第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器和第二部分参考电路的第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器直接耦合；在第一充电阶段期间分别将所述第一正参考电压电容器和第一负参考电压电容器和所述第二正参考电压电容器和第二负参考电压电容器与所述模拟输入信号耦合；在第一转移阶段期间分别将所述第一正参考电压电容器和第一负参考电压电容器和所述第二正参考电压电容器和第二负参考电压电容器与经反相的模拟输入信号耦合；在第二充电阶段期间将所述第一正参考电压电容器和第一负参考电压电容器与经反相的参考电压耦合，同时连接所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器；以及在第二转移阶段期间将所述第二正参考电压电容器和第二负参考电压电容器与所述参考电压耦合，同时连接所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器。


图1展示Σ-Δ模/数转换器的框图； 图2展示用于切换电容器Σ -Δ模/数转换器的使用斩波器电压参考的五层级数 /模转换器的实施例； 图3a到图3e展示产生图2中所示的五层级数/模转换器的输出电压的不同模式； 图4a到图4b展示产生+Vref*C的输入值的模式； 图5a到图5b展示产生_Vref*C的输入值的模式； 图6展示用于切换电容器Σ -Δ模/数转换器的使用斩波器电压参考的五层级数 /模转换器的另一实施例； 图7Α和图7Β以框图展示分别选择展示于图4a、图4b和图5a、图5b中的模式的不同实施例； 图8展示使用第一切换算法的偏移影响； 图9展示使用第二切换算法的偏移影响； 图10展示使用第三切换算法的偏移影响； 图IlA到图IlD展示视与充电-转移阶段的同步而使用经斩波参考电压的结果； 图12展示常规斩波器控制的参考电压的误差； 图13展示五层级数/模转换器的另一实施例； 图14展示用于图13中所示的实施例的第一示范性切换模式；以及 图15展示用于图13中所示的实施例的第二示范性切换模式。
具体实施例方式根据本发明的教示，组合本质上线性的多层级(例如，五层级)切换电容器多位 DAC与经斩波器稳定化的电压参考允许信噪比和分辨率两者的改进以及Ι/f噪声消除和增益误差减小而不需要校准。此新的新颖且不明显的组合使用并不需要对电压参考技术的任何修改的切换技术来执行斩波器算法或任何位流调制。同一电压参考可接着再用于多通道系统的并行连接的其它ADC上以在通道之间实现较好的匹配。
用于切换电容器Σ -AADC的五层级反馈DAC在菲律比·笛瓦尔(Philippe Deval)的标题为“用于切换电容器Σ _ Δ模/数转换器的五层级反馈数/模转换器(Five-Level Feed-Back Digital-to-Analog Converter for a Switched Capacitor Σ -Δ Analog-to-Digital Converter) ” 的共同拥有的第 7，102，558 B2 号美国专利中更全面地描述，且为了所有目的以引用的方式并入本文中。
图1展示多层级Σ -AADC的概念框图。环路滤波器10接收模拟输入值，且连接到可操作以产生多个不同的输出电平的多位量化器20，所述输出电平可经编码于η位的位流中。此η位的位流被反馈到产生输出信号的多位DAC 30，所述输出信号被馈送到环路滤波器10。此η位的位流可进一步(例如)在数字域滤波器中经过处理。
参看图2，描绘用于多位数/模转换器(DAC)中的电容器切换阵列和差动放大器的示意性电路图，所述多位数/模转换器(DAC)可根据本发明的特定示范性实施例来使用。 在此特定实例中，展示五层级反馈DAC。一般由数字100表示的五层级反馈DAC可使用切换模式来操作，所述五层级反馈DAC在差动电荷转移的例如充电或预充电阶段和转移阶段的两个阶段期间产生五个相等间隔的电荷量。因此，根据一实施例，通过两个阶段来界定一模式。然而，可使用具有更多阶段的其它模式。总的来说，模式应被理解为产生DAC的输出电压。在以下描述中，可使用模式的序列，所述序列指代由DAC产生的在时域中的输出电压的序列。
在此五层级实施例中的五个同等分布的电荷电平可为2C*Vref、C*Vref、 0、-C*Vref和-2C*Vref。其它实施例可具有较多或较少层级，且可将不同值用于参考电压。 如上文所提及，每一电压由一切换模式产生，所述切换模式(例如)可由切换控制单元160 产生。切换控制单元160接收用以解码或确定哪一模式应用到开关的DAC数字输入字或多层级输入信息。图2仅展示用于参考电压切换电路中的开关的控制线。然而，如由点线所指示，切换控制单元160可产生用于图2中所示的电路的剩余开关的所有必需的开关控制信号。如图2中进一步指示，切换控制单元160还可接收并产生其它控制信号，例如时钟信号、转换开始信号、转换结束信号等。
参考电压(Vkef = Veefp-Veefm)切换电路通常由数字102表示，且包含参考电容器 13 和132b以及开关112、114和116。特定示范性实施例的剩余部分包含电压输入电容器130a和130b，开关104、106、108和110，和具有反馈取样电容器13 和134b的差动运算放大器150。参考电压切换电路102的输出与输入取样电路的求和点耦合。因此，图2展示与Σ-Δ模/数转换器的反馈环路10的部分组合的DAC。然而，此DAC的其它应用为可能的，且本发明不限于Σ -AADC0 Veefp和Vkefm表示差动参考输入端子处的电压。参考电压Vref = VKEFP_VKEFM。Vinp和 Vinm表示差动输入信号端子处的电压。输入信号电压Vin = Vinp-V皿。参考电容器13 和 132b可等于C。输入取样电容器130a和130b可等于A*C。反馈电容器13 和134b可等于C。当然，可视Σ -AADC的设计而应用其它值。输入电压为Vin = Vinp-Vinm，且输出电压为=Votit = VOTTP-VOTTM。电路的增益展示为A。
参看图3a到图!Be，描绘用以获得图2中所说明的特定示范性实施例的五个同等分布的电荷电平2C*Vkef、C*Vkef、0、-C*Vkef和_2C*Vkef的开关104到116的常规切换模式的时序图。“1”逻辑电平描绘处于闭合位置的相应开关，且“O”逻辑电平描绘处于断开位置的相应开关。图3a到图3e进一步说明在开关104到116之间的为了防止输入之间的短路且确保连接到求和节点的开关总是首先断开的非重叠延迟。开关104到116在时间202与时间 204之间均断开(切断-逻辑0)。时间202表示参考电容器132和输入信号电容器130两者的充电阶段的结束。时间204表示从参考电容器132和输入信号电容器130两者到反馈电容器134的转移阶段的开始。
参看图3a，描绘用于转移正(正性)电荷2C*VKEF的时序图。参考电容器 132a和132b在预充电阶段期间(在时间202a之前)分别连接到Vkefp和VKEFM，且在转移阶段期间(在时间204a之后)分别切换到Vkefs^P VKEFP。所转移的电荷等于 C* (Veefp-Veefm) -C* (Veefm-Veefp) = 2C*Vkef。当在差动运算放大器150的输入的求和节点处与电压输入样本电荷A*C* (Vinp-Vinm)-A*C* (Vinm-Vinp) = 2A*C*VIN求和时，在差动运算放大器150 的输出处所转移电压为A*Vin+Vkef。
参看图3e，描绘用于转移负(负性)电荷2C*(_Vkef)的时序图。执行与展示于图 3a中的模式相反的模式以实现到求和节点的_2C*Vkef电荷。当在差动运算放大器150的输入的求和节点处与电压输入样本电荷A*C* (Vinp-Vinm) -A*C* (Vinm-Vinp) = 2A*C*Vin求和时，在差动运算放大器150的输出处所转移电压为A*Vin-Vkef。图3a和图3e的充电和转移模式表示Σ -Δ调制器的基本二层级反馈DAC。
将三个其它电荷电平添加到前述二层级反馈DAC的基本操作以便实现五层级 DAC。这三个额外电荷电平为C*VKEF、0和_C*VKEF。
参看图3b，为了实现C*VKEF的电荷转移，参考电容器132a和132b在预充电阶段期间(在时间202b之前)分别连接到Vkefp和Vkefm,且在转移阶段期间(在时间204b之后) 使其输入极板短路。所转移的电荷则等于C*(VKEFP-VKEFM)-0 = C*VKEF。当在差动运算放大器 150的输入的求和节点处与电压输入样本电荷A*C* (Vinp-Vinm) -A*C* (Vinm-Vinp) = 2A*C*VIN* 和时，在差动运算放大器150的输出处所转移电压为A*Vin+Vkef/2。
参看图3c，为了实现零电荷转移，参考电容器132a和132b的输入极板在预充电阶段(在时间202c之前)和转移阶段期间(在时间204c之后)均被短路。当在差动运算放大器150的输入的求和节点处与电压输入样本电荷A*C*(Vinp-Vm)-A*C*(Vinm-Vinp)= 2A*C*Vin求和时，在差动运算放大器150的输出处所转移电压为A*Vin+0。
参看图3d，为了实现-OVkef的电荷转移，参考电容器132a和132b在预充电阶段期间(在时间202d之前)分别连接到Vkefs^P VKEFP，且在转移阶段期间(在时间204d之后) 使其输入极板短路。所转移的电荷则等于O(Vkefm-Vkefp)-O =-C*VKEF。当在差动运算放大器150的输入的求和节点处与电压输入样本电荷A*C* (Vinp-Vinm) -A*C* (Vinm-Vinp) = 2A*C*VIN 求和时，在差动运算放大器150的输出处所转移电压为A*Vin-VKEF/2。
假设参考电压并不具有任何偏移，则如图3a到图3e中展示的常规不同切换序列可产生具有高精度的良好结果。然而，在现实中，如以下将详细解释，参考电压Vref将具有可以且将会负面地影响数/模转换器的性能的偏移Voffset。根据各种实施例，用于本文中所揭示的每一模式的切换技术使用最小量的额外电路，且并不需要显著较大的功率消耗， 同时保持切换电容器Σ -AADC的标准切换阶段。本发明中所教示的内容可用于(例如)所有多位Σ -AADC中的所有多位DACdfi 不限于ADC。分辨率的此改进准许极低的功率消耗，且同时在保持极好线性性能的同时与当前技术相比实现了较高信噪比(SNR)和较低Ι/f噪声。所增加的电路和功率消耗是可忽略的，斩波器电压参考并不需要进行修改，因此使多通道系统能够共享同一电压参考。本发明中所教示的技术还与任何调制器阶数兼容。
根据各种实施例，有可能组合常规多位DAC与使用斩波器算法的电压参考，且同时提供本质上为线性的DAC以及对由参考电路诱发的偏移和Ι/f噪声的移除。此外，如上文所提及，不需要修改电压参考电路。此组合与位流控制的参考信号相比更为强大，这是因为此组合消除了每一级处的电压参考的偏移，如以下将解释。
基本上，用以产生如图2中所示的5层级DAC的输出电压的原理切换模式如下取样电容器132a、132b在充电阶段期间视DAC输入而经预充电为0、+Vref或-Vref，且在下一阶段的转移阶段，所施加的电荷采取也为0、+Vref或-Vref的第二值，其给出为以下总的所转移电荷 (E1-E2) Vref^C 其中在转移阶段P2之后，E2 = 0、1、-1， 且在预充电阶SP1之后，E1 = 0、1、_1。
因此，视切换序列而定，此DAC存在电荷转移的9种可能性，但总的所转移电荷仅达到5个电平。此处为所有可能性 表1
权利要求
1.一种多位数/模转换器，其包含经斩波参考电压产生器，其产生包含经斩波偏移电压的参考电压； 切换电容器级，其用于产生多个输出电压；切换定序器，其控制所述切换电容器级，所述切换定序器可操作以产生用于每一输出电压的切换模式，其中每一模式包含充电阶段和转移阶段，且其中对于至少一个输出电压来说，所述切换定序器提供两个切换模式，其中每一切换模式贡献具有相反极性的偏移。
2.根据权利要求1所述的多位数/模转换器，其中所述切换定序器包含用以存储所产生的偏移的正负号的存储器构件，且所述切换定序器视输入值和所述所存储的正负号而选择模式。
3.根据权利要求1所述的多位数/模转换器，其中所述参考电压产生器随每一充电和转移阶段而经斩波，且所述两个切换模式被交替地应用到所述切换电容器级。
4.根据权利要求1所述的多位数/模转换器，其中所述参考电压产生器仅在充电阶段与转移阶段之间经斩波，且所述第一切换模式或第二切换模式被应用到所述切换电容器级。
5.根据权利要求1所述的多位数/模转换器，其中所述切换电容器级包含两个并行的部分切换级，且所述两个切换模式分别被应用到所述第一部分切换级和第二部分切换级。
6.根据权利要求5所述的多位数/模转换器，其中所述两个切换模式被交替地应用到所述第一部分切换级和第二部分切换级。
7.根据权利要求1所述的多位数/模转换器，其中所述切换电容器级包含 正参考电压电容器，其具有为C的电容；负参考电压电容器，其具有为C的电容；第一对开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到正参考电压与负参考电压；第二对开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与所述正参考电压；以及第三开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起。
8.根据权利要求7所述的多位数/模转换器，其中所述多位数/模转换器为5层级(3 位)数/模转换器，且其中所述第一对开关、所述第二对开关和所述第三开关在充电阶段和转移阶段中经定序，以产生五个同等分布的电荷电平2C*Vkef、C*Vkef、0、-C*Vkef和_2C*VKEF， 其中Vkef为参考电压。
9.根据权利要求8所述的多位数/模转换器，其中所述第一对开关、所述第二对开关和所述第三开关的所述充电阶段和转移阶段切换序列不重叠。
10.根据权利要求8所述的多位数/模转换器，其中对于C*VKEF的所述电荷电平来说， 在第一模式中所述第一对开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开； 所述第二对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；以及所述第三开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合； 且在第二模式中所述第一对开关在所述充电阶段期间和在所述转移阶段期间断开； 所述第二对开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；以及所述第三开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开。
11.根据权利要求8所述的多位数/模转换器，其中对于-C*VKEF的所述电荷电平来说， 在第一模式中所述第一对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开； 所述第二对开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开；以及所述第三开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合； 且在第二模式中所述第一对开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合； 所述第二对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；以及所述第三开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开。
12.根据权利要求1所述的多位数/模转换器，其中所述切换电容器级包含第一参考电压切换电路和第二参考电压切换电路，所述切换电路各自包含正参考电压电容器，其具有为C/2的电容； 负参考电压电容器，其具有为C/2的电容；第一对开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到正参考电压与负参考电压；第二对开关，其适于可切换地将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与所述正参考电压；以及第三开关，其适于将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器可切换地耦合在一起。
13.根据权利要求12所述的多位数/模转换器，其中所述多位数/模转换器为5层级 (3位)数/模转换器，且其中每一参考电压切换电路的所述第一对开关、所述第二对开关和所述第三开关在充电阶段和转移阶段中经定序，以产生五个同等分布的电荷电平C*VKEF、 C/2*Vkef、0、_C/2*Vkef 和-OVkef，其中 Vkef 为参考电压。
14.根据权利要求13所述的多位数/模转换器，其中每一参考电压切换电路的所述第一对开关、所述第二对开关和所述第三开关的所述充电阶段和转移阶段切换序列不重叠。
15.根据权利要求13所述的多位数/模转换器，其中对于C/2*Vkef的所述电荷电平，对于所述第一参考电压切换电路来说所述第一对开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开； 所述第二对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；以及所述第三开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合； 且对于所述第二参考电压切换电路来说所述第一对开关在所述充电阶段期间和在所述转移阶段期间断开； 所述第二对开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合；以及所述第三开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开； 或反之亦然。
16.根据权利要求13所述的多位数/模转换器，其中对于_C/2*Vkef的所述电荷电平，对于所述第一参考电压切换电路来说所述第一对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开； 所述第二对开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开；以及所述第三开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合； 且对于所述第二参考电压切换电路来说所述第一对开关在所述充电阶段期间断开，且在所述转移阶段期间闭合； 所述第二对开关在所述充电阶段和所述转移阶段期间断开；以及所述第三开关在所述充电阶段期间闭合，且在所述转移阶段期间断开； 或反之亦然。
17.一种包含根据权利要求1所述的多位数/模转换器的Σ-Δ调制器，其进一步包含模拟输入电压级，所述模拟输入电压级具有与所述多位数/模转换器耦合的电容性反馈网络。
18.一种用于在切换电容器数/模转换器中产生多个输出电压中的至少一个输出电压的方法，其包含以下步骤接收用于所述至少一个输出电压的输入信号；使用斩波器控制提供参考电压，借此产生与所述参考电压的正性或负性偏移； 以具有第一阶段和第二阶段的第一切换模式A产生所述至少一个输出电压，借此产生正性偏移；以及以针对所述第一阶段和第二阶段的不同于所述第一切换模式的第二切换模式B产生所述至少一个输出电压，借此产生负性偏移。
19.根据权利要求18所述的方法，其进一步包含以下步骤存储所产生的偏移的正负号；以及视所述输入信号和所述所存储的正负号而选择模式。
20.根据权利要求18所述的方法，其中所述斩波器控制针对每一第一阶段和第二阶段对所述参考电压进行斩波。
21.根据权利要求18所述的方法，其中所述斩波器控制仅在所述第一阶段与第二阶段之间且仅使用模式A或模式B来对所述参考电压进行斩波。
22.根据权利要求20所述的方法，其中所述第一模式和第二模式交替地用于具有控制序列“ΑΒΑΒΑΒ··· ”或“ΒΑΒΑΒΑ··· ”的所述输入信号的序列。
23.根据权利要求20所述的方法，其中所述第一模式和第二模式交替地用于包括控制序列“ΑΑΒΒΑΑΒΒ··· ”或“ΒΒΑΑΒΒΑΑ…”的所述输入信号的序列。
24.根据权利要求18所述的方法，其中在反馈数/模转换器中产生五个参考电压电平， 所述方法包含以下步骤提供具有为C的电容的正参考电压电容器； 提供具有为C的电容的负参考电压电容器； 通过以下操作产生为C*VKEF的电荷电平在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述正参考电压与负参考电压，以及在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起；或通过以下操作产生为C*VKEF的电荷电平在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起；以及在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与正参考电压；以及 通过以下操作产生为-C*VKEF的电荷电平在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与所述正参考电压；以及在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起； 或通过以下操作产生为-C*VKEF的电荷电平在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器耦合在一起；以及在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器与负参考电压电容器分别耦合到所述正参考电压与所述负参考电压。
25.根据权利要求24所述的方法，其进一步包含以下步骤 提供具有为A*C的电容的正输入电压电容器；提供具有为A*C的电容的负输入电压电容器；在所述充电阶段期间将所述正输入电压电容器与负输入电压电容器分别耦合到正输入电压与负输入电压；在所述转移阶段期间将所述正输入电压电容器与负输入电压电容器分别耦合到所述负输入电压与正输入电压；在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器和负参考电压电容器以及所述正输入电压电容器和负输入电压电容器耦合到共模电压；以及在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器和负参考电压电容器以及所述正输入电压电容器和负输入电压电容器耦合到放大器的差动输入，其中具有相应电容性反馈网络的所述放大器产生五个同等分布的输出电压A*Vin+Vkef、 A*Vin+Vkef/2、A*Vin+0、A*Vin-Veef/2 和 A*VIN-VKEF，其中 A 为增益，Vin 为所述输入电压，且 Vkef 为所述参考电压。
26.一种用于在切换电容器数/模转换器中产生多个输出电压中的至少一个输出电压的方法，其包含以下步骤接收用于所述至少一个输出电压的输入信号；使用斩波器控制提供参考电压，借此产生所述参考电压的正性或负性偏移， 以使用第一阶段和第二阶段的第一切换模式A产生第一部分电荷，借此产生正性偏移；且并行地以使用所述第一阶段和第二阶段的不同于所述第一切换模式的第二切换模式B产生第二部分电荷，借此产生负性偏移；使所述第一部分电荷与第二部分电荷相加以形成所述输出电压。
27.根据权利要求26所述的方法，其进一步包含以下步骤存储所得偏移的正负号；以及视所述输入信号和所述所存储的正负号而选择第一模式和第二模式。
28.根据权利要求26所述的方法，其中针对所述输入信号的序列而使用于所述第一部分电荷和所述第二部分电荷的所述切换模式交替，其中交替的控制序列包含模式 “ABABAB…”或 “BABABA…，，。
29.根据权利要求26所述的方法，其中针对所述输入信号的序列而使用于所述第一部分电荷和所述第二部分电荷的所述切换模式交替，其中交替的控制序列包含模式 “AABBAABB…”或 “BBAABBAA…”。
30.根据权利要求26所述的方法，其中在反馈数/模转换器中产生五个参考电压电平， 所述方法包含以下步骤提供具有为C/2的电容的第一正参考电压电容器； 提供具有为C/2的电容的第一负参考电压电容器； 提供具有为C/2的电容的第二正参考电压电容器； 提供具有为C/2的电容的第二负参考电压电容器； 通过以下操作产生为C*VKEF的电荷电平通过以下操作产生第一电荷在所述充电阶段期间将所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器分别耦合到所述正参考电压与负参考电压，以及在所述转移阶段期间将所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器耦合在一起；通过以下操作产生第二电荷在所述充电阶段期间将所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器耦合在一起；以及在所述转移阶段期间将所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与正参考电压；以及使所述第一电荷与所述第二电荷相加； 以及通过以下操作产生为-C*VKEF的电荷电平通过以下操作产生第一电荷在所述充电阶段期间将所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器分别耦合到所述负参考电压与所述正参考电压；以及在所述转移阶段期间将所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器耦合在一起；通过以下操作产生第二电荷在所述充电阶段期间将所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器耦合在一起；以及在所述转移阶段期间将所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器分别耦合到所述正参考电压与所述负参考电压； 以及使所述第一电荷与第二电荷相加。
31.根据权利要求30所述的方法，其进一步包含以下步骤 提供具有为A*C的电容的正输入电压电容器；提供具有为A*C的电容的负输入电压电容器；在所述充电阶段期间将所述正输入电压电容器与负输入电压电容器分别耦合到正输入电压与负输入电压；在所述转移阶段期间将所述正输入电压电容器与负输入电压电容器分别耦合到所述负输入电压与正输入电压；在所述充电阶段期间将所述正参考电压电容器和负参考电压电容器以及所述正输入电压电容器和负输入电压电容器耦合到共模电压；以及在所述转移阶段期间将所述正参考电压电容器和负参考电压电容器以及所述正输入电压电容器和负输入电压电容器耦合到放大器的差动输入，其中具有相应电容性反馈网络的所述放大器产生五个同等分布的输出电压A*vIN+vKEF、 A*Vin+Vkef/2、A*Vin+0、A*Vin-Veef/2 和 A*VIN-VKEF，其中 A 为增益，Vin 为所述输入电压，且 Vkef 为所述参考电压。
32.根据权利要求26所述的方法，其包含交替地使用第一电容器与第二电容器以产生参考输出电压并充电和转移模拟输入电压的步骤。
33.根据权利要求32所述的方法，其进一步包含以下步骤提供第一模拟输入电路与第二模拟输入电路，以用于将模拟输入信号与第一部分参考电路的第一正参考电压电容器和第一负参考电压电容器以及第二部分参考电路的第二正参考电压电容器和第二负参考电压电容器直接耦合；在第一充电阶段期间分别将所述第一正参考电压电容器和第一负参考电压电容器以及第二正参考电压电容器和第二负参考电压电容器与所述模拟输入信号耦合；在第一转移阶段期间分别将所述第一正参考电压电容器和第一负参考电压电容器以及第二正参考电压电容器和第二负参考电压电容器与经反相的模拟输入信号耦合；在第二充电阶段期间将所述第一正参考电压电容器和第一负参考电压电容器与经反相的参考电压耦合，同时连接所述第二正参考电压电容器与第二负参考电压电容器；以及在第二转移阶段期间将所述第二正参考电压电容器和第二负参考电压电容器与所述参考电压耦合，同时连接所述第一正参考电压电容器与第一负参考电压电容器。
全文摘要
一种多位数/模转换器具有参考电压产生器，其产生具有偏移电压的参考电压；切换电容器级，其用于产生多个输出电压；以及切换定序器，其控制所述切换电容器级，所述切换定序器可操作以产生用于每一输出电压的切换模式，其中每一模式具有充电阶段和转移阶段，且其中对于至少一个输出电压来说，所述切换定序器提供两个切换模式，其中每一切换模式贡献具有相反极性的偏移。
文档编号H03M3/00GK102187582SQ200980140752
公开日2011年9月14日 申请日期2009年10月22日 优先权日2008年10月23日
发明者文森特·奎奎姆普瓦, 菲利普·德瓦尔 申请人:密克罗奇普技术公司