专利名称：用于减少功率半导体接通过程中电磁放射的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及按照独立权利要求前序部分的、用于在功率半导体的接通过程中减少电磁放射的方法以及用于实施该方法的装置。
背景技术：
如果耗电设备特别是电感耗电设备如电动机或者这类设备借助由功率半导体组成的驱动器——例如通过脉冲宽度调制(PWM)——控制，那么在接通功率半导体时一般出现电磁的干扰放射。这些干扰放射由在硬开关过程中形成的谐波中产生，在其开始时功率半导体的电容输入端被施加电压跃变，并且然后非常高的电流自发向功率半导体的输入电极流动。在电动机运行时，这导致电动机的绕组内的偏流。如果延缓开关过程，那么这意味着虽然减少干扰放射，但也提高了功率半导体内部的损耗功率，这种损耗功率从它那方面导致温度上升并因此需要更费事和更昂贵的冷却。功率半导体较为快速的开关相反使损耗功率降低，但却导致更强的干扰放射。因为后者一般不得超过一定程度，所以该问题的解决经常是在对驱动器内损耗功率不利的情况下进行，从而该驱动器至少有时在其极限温度的范围内运行。所公开的控制方法因此只能仅有限地减少干扰放射。DE 100 61 563 B4公开了一种用于开关功率半导体的方法，其中在开关过程期间调节流过功率半导体的负载电流以及在功率半导体开关上降落的电压的时间上的变化曲线。为此，电压和负载电流时间上变化曲线的调节彼此错时地这样进行，使得在接通功率半导体时首先调节负载电流时间上的变化曲线并在达到负载电流的最大值时调节电压的时间上的变化曲线。用于调节电压或电流时间上变化曲线的两个调节电路各包括一个校正电路，其使功率半导体非线性的传输特性线性化。作为功率半导体要么使用M0SFET，要么使用 IGBT0DE 100 61 563 B4中所提出的方法一方面可以限制电磁干扰放射以及降低断开过程中的过电压。同时保证与迄今为止简单的控制方法相比明显降低开关功率损耗。但缺点是用于线性化的两个调节电路和校正电路的复杂性比较高，其需要并非不明显的成本投入。
发明内容
依据本发明用于在功率半导体的接通过程中减少电磁放射的方法以及用于实施该方法的相应装置与现有技术相比的优点是简单的电流预控制，这种电流预控制与费事的调节方法相比明显降低可比较的干扰放射方面的复杂性和损耗功率，并相对于不同的工作点、温度效应和公差是稳定的。为此功率半导体这样控制负载，使接通之后负载电流流过负载和功率半导体，其饱和值确定功率半导体的工作点，其中，针对负载电流不同的饱和值产生功率半导体的不同工作点。饱和值首先取决于各自应用的设计，也就是说，例如取决于负载的可承载能力。另一个上限此外通过功率半导体本身的可承载能力给出。依据本发明， 通过电流预控制预先规定的控制电流基本上划分成至少两个彼此相继的半波，其中，针对功率半导体相当于负载电流最高饱和值的工作点，当负载电流大致达到了其最大值时，在第一半波之后跟随另一半波。
依据本发明的方法相对于功率半导体不同工作点的稳定性由此明确，即控制电流半波的时间上的划分在相当于低于最高饱和值的饱和值的功率半导体工作点处可以保持不变。因此无需预控制与不同应用的匹配，这样使该方法的使用非常广泛。第一半波以有利的方式在向功率半导体施加其他半波之前略有衰减。为此控制电流的半波分别近似相当于正的正弦形半波。随着通过负载电流达到最大值，如果控制电流的第二半波具有高于第一半波的振幅和/或者低于第一半波的持续时间，那么对于加速开关性能来说特别具有优点。如果功率半导体作为MOSFET或者IGBT构成，那么在MOSFET或者IGBT上降落的电压在该时间点上达到通过功率半导体控制输入端的电容效应引起的所谓米勒平台。只有在达到该电压平台时，才能通过控制电流的相应设计的第二半波加速开关过程。为了进一步提高接通过程的精密性和驱动器的温度稳定性以及降低可能的开关散射(Schaltstremmgen)，此外有利的是，预控制通过简单的调节例如通过PI调节器或者这类调节器进行底层控制(unterlagert)。本发明的其他优点通过从属权利要求中所介绍的特征产生以及来自附图和后面的描述。
下面借助附图1-4举例对本发明进行说明，其中，附图中相同的参考标号表示具有相同功能的相同组成部分。其中图1示出用于实施依据本发明方法的装置的框图；图2分别示出控制电流(上)和控制电压(下)取决于时间的曲线图；图3分别示出负载电流(上)和功率半导体上降落的电压(下)取决于时间的曲线图；以及图4示出干扰放射取决于频率的曲线图。
具体实施例方式在图1中示出装置10的框图，该装置用于借助与负载12串联连接的功率半导体 16控制例如未详细示出的电动机的绕组14的电负载12。在此方面，作为功率半导体16例如使用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET) 10或者绝缘栅双极型晶体管(IGBT) 20。 因为这种类型的功率半导体专业人员公知，所以在这里对它们不再详细介绍。在对本发明不存在限制的情况下，下面始终从作为功率半导体16的功率MOSFET 18出发。功率MOSFET 18是驱动器22的组成部分，该驱动器例如可以作为用于控制具有多个功率MOSFET 18未示出的多相电动机的H电桥或者B电路构成。出于简化的原因在这里仅示出唯一的功率MOSFET 18。但专业人员早已公知这种类型的驱动器如何构成，从而在这里对此不再赘述。功率MOSFET 18作为栅极G构成的控制输入端通过例如可以作为微处理器、ASIC 或者这类装置实现的控制电路M借助脉冲宽度调制的信号(PWM)通过电流预控制25和控制输出端26控制，其中，PWM信号的高电平导致接通功率MOSFET 18，低电平导致断开功率MOSFET 18。根据PWM信号，控制电流Is作为栅极电流Ie从控制输出端沈流动到功率MOSFET 18的栅极G内。同时功率MOSFET 18的栅极G与源极S之间的结上降落电压^。控制电流M通过触点28和30与蓄电池32的电源电位V+或基准电位V_连接。 这些触点作为接线端34或36与驱动器22和负载12接通，从而功率M0SFET18将与电源电位V+连接的负载12在接通情况下与基准电位V_连接(低压侧开关)。因此负载12上降落电压队，在功率MOSFET 18的漏极D与源极S之间的结上降落电压Uds，而负载电流込则流过串联电路，该负载电流在稳定的饱和状态下相当于流过功率MOSFET 18的漏极电流Id 并确定功率MOSFET 18的工作点。具有最高饱和值的负载电流Il = Id和功率MOSFET 18 的从中导出的最大工作点取决于各自的应用，也就是说，例如取决于负载12和/或者功率 MOSFET 18的最大可承载能力。在断开情况下，也就是在PWM信号的低电平下，功率MOSFET 18截止，从而留在负载12内的电流可以经由电抗器40和电容器42通过自振荡二极管38 流出。取代低侧开关，不言而喻也可以使用高侧开关，那么其将负载12不与基准电位V—连接，而是与电源电位V+连接。也可以像H和B电路中常见的那样，将高侧和低侧开关相组合，而对本发明没有限制。负载12借助功率MOSFET 18的开关造成一方面在功率MOSFET 18内产生开关损耗和另一方面在连接在前面的电源网络例如未示出的汽车的车载电网内产生电磁干扰放射。在这种情况下，一方面适用不高于在功率MOSFET 18内允许的最大损耗功率、另一方面不超过电磁相容性(EMV)所要求的极限值，其中，借助PWM非常快的开关更容易造成EMV负荷，以及较慢的开关更容易造成损耗功率的负荷。DE 100 61 563 B4为此公开了一种相对费事的两件式的电流和电压调节，其与用于使功率半导体的非线性传输特性线性化的校正电路相结合，这种调节与传统的方法相比，在减少损耗功率的同时减少电磁干扰放射。这里所提出的依据本发明的方法提供的优点是，在效率几乎类似的情况下，明显减少开支并因此降低成本和位置需求。在图2-4中分别对比不同控制和调节方法的四种不同的信号变化曲线，下面对其进行更详细说明。图2在上半部分中示出在接通功率MOSFET 18时控制电流Is或栅极电流Ie时间上的变化曲线并在下半部分中示出栅极-源极电压Ues时间上的变化曲线。横坐标时间上的延伸相当于4μ s，其中，但这不应视为限制，因为取决于所使用的功率半导体16的明显不同的开关时间也是可能的。此外需要指出的是，所要识别的开关脉冲和变化曲线部分地在时间上彼此相对移动，以保证更好的图示。不进行单个方法的同步化。采用I。标注按照现有技术的传统控制方法的控制电流或栅极电流。Ie,2表示依据DE 100 61 563 Β4的调节方法基础上的一种模拟的栅极电流的可能的变化曲线，而Ie,3， 4则表征依据本发明方法的在沈安培或10安培下针对功率MOSFET 18工作点进行电流预控制25的栅极电流，它们在本例中是相同的。单个方法的编号1-4同样地用于图2-4的全部信号变化曲线。图2的下部分相应示出按照传统控制方法的栅极-源极电压Uffiil的电压变化曲线、按照DE 100 61 563 Β4中所公开的调节方法的的电压变化曲线、和采用电流预控制25的按照本发明方法的UGS,3及UGS,4的电压变化曲线。在图3中，在上部分中示出接通情况下负载电流L或漏极电流Id并在下部分中示出接通情况下在功率MOSFET 18上降落的漏极-源极电压UDS。横坐标时间上的延伸与图2 的相应。传统控制方法的变化曲线也用1表示，依据DE 100 61 563B4所模拟的调节方法的变化曲线用2表示，以及依据本发明具有电流预控制25的方法的变化曲线用3 (针对工作点L = 26A)或4(针对工作点込=10A)表示。在依据传统控制方法接通功率MOSFET 18后，图2中无论是栅极电流Ie,i还是栅极-源极电压Ugs均上升。随着时间延迟约1. 5 μ S这使得功率MOSFET 18导通，从而在图 3的上部分中记录下漏极电流Iim剧烈上升直到时间点、的最大值I1^maxY由于负载12通过功率MOSFET 18的栅-漏电容的反作用，漏极-源极电压Udsi1在图3的下部分中达到也称为米勒平台的电压平台。随后功率MOSFET 18完全导通，从而Udsi1降到约0.7V的相应PN结的导通电压上。漏极电流Iim直接在其最大值Illimaxil后降到其确定功率MOSFET工作点(在这种情况下在26A处)的稳定饱和值IbM。从图2此外可以看出，在时间点、 上，栅极-源极电压Ugs以小量引入，以便然后上升到稳定的饱和水平。如果将传统控制方法(下标1)的曲线与按照DE 100 61 563 B4(下标2)的调节方法的曲线相比较，那么显而易见的是，负载或漏极电流Id =込在接通功率MOSFET 18时的时间上的变化曲线直至时间上的延迟几乎相同。但其中的主要区别在于图2中控制或栅极电流Ie,2时间上的变化曲线，其中该控制或栅极电流Ie,2由于直至达到最大电流Id,
2(图幻的电流调节和随后的电压调节而划分成两个主要分量，这两个主要分量分别具有受控制的电流上升和电流下降。可以看出，控制电流Ie,2的变化曲线基于如下的模拟所述模拟以DE 100 61 563 B4中所介绍的方法为基础。此外在图2和3的电压变化曲线上可以看出，漏极-源极电压Uds直至达到时间点t2上漏极电流ID,2的最大值ID,max,2降到其米勒平台UM’2，以便此后非常迅速地下降到其接近零的终值。栅极-源极电压UGS,2相应地上升直至时间点t2，以便在短暂下降后非常迅速地上升到其饱和值。这种特性应视为由于输入电容而对MOSFET或者IGBT是典型的并因此与所使用的控制或调节方法无关，从而下面对此不再涉及。如果现在将依据现有技术的两种方法的干扰放射E1和氏相互进行比较，那么显而易见的是，DE 100 61 563 B4中所公开的调节方法的模拟导致在约25_125MHz的频率范围内明显更低的数值，其中，损耗功率(未示出)几乎保持在相同的水平上。用下标3和4表示图2和3中电流和电压依据本发明方法在^A(下标3)和 IOA(下标4)工作点处使用电流预控制25的情况下时间上的变化曲线。图2示出控制电流 Ie,3和Ie,4彼此没有区别。在两种情况下，它们基本上划分成至少两个半波44和46，其中， 第一半波44具有如第二半波46大致半个高度的振幅和大致双倍长的持续时间。两个半波 44、46的变化曲线分别大致相当于一个正的正弦半波。如果首先观察工作点ID,sat,3 = ^A，那么从图3显而易见的是，无论是漏极或负载电流Id,3还是功率MOSFET 18上降落的漏极-源极电压UDS,3，均具有与按照DE 100 61 563 B4的调节方法的漏极电流ID,2和漏极-源极电压UDS,2非常强的一致性，其中，在时间点t3 上达到最大值ID,max,3和米勒平台Um3。但与依据DE 100 61 563 B4调节方法的模拟的区别在于，功率MOSFET 18的接通现在通过非常简单的电流预控制25这样进行，即依据图2的功率M0SFET18的栅极G大致直至图3所示负载或漏极电流ID,3最大值ID,max,3的时间点t3加载第一半波44并从时间点 、起加载第二半波46。从图4可以看出，干扰放射&几乎达到与依据DE 100 61 563 B4 调节方法的干扰放射氏同一水平。
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对ID, sat,4 = IOA的工作点可以参阅图3和4，在相同的电流预控制25 (参阅图2) 也就是Ie,4 E Ig,3的情况下，虽然在负载电流ID,4最大值ID,max,4的时间点、上产生略有改变的米勒平台W,4，但干扰放射&此外在降低损耗功率的情况下保持在干扰放射&非常低的水平上。因此显而易见的是，依据本发明的方法面对功率MOSFET 18工作点的变化很稳定的是，这样调整电流预控制25，使得针对功率MOSFET 18的与负载电流Id最高饱和值(在这种情况下也就是饱和值ID, sat,3 = 26A)相应的工作点，当负载电流Id大致达到了其最大值也就是ID.max,3 ^ 27A时，第一半波44之后则跟随第二半波46。电流预控制25可以通过简单的调节48 (图1中虚线所示)进行底层控制，以进一步提高驱动器的温度稳定性和接通过程的精密性以及降低可能的开关散射。在此方面，可以使用未示出的PI调节器或者这类调节器。作为调节变量在这种情况下例如可以使用漏极-源极电压Uds或者漏极电流或者负载电流Id或Ip因为专业人员从原理方面公知底层控制的调节，所以对此不再赘述。最后还需要指出的是，所示的实施例既不局限于图1-4，也不局限于曲线图中所示的值。因此在取决于应用和所使用的功率半导体16的情况下，也可以产生不同的电流和电压值。此外，两个半波44和46彼此的所示比例不应视为局限。因此第二半波46与第一半波44相比也一定可以具有比所示更高或者更低的振幅和/或持续时间。
权利要求
1.一种用于在功率半导体(16)的接通过程中借助电流预控制05)减少电磁放射的方法，其中，所述功率半导体(16)控制负载(12)，使得在接通之后负载电流(Ip Id,3、Id,4)流过负载(12)和功率半导体(16)，所述负载电流的饱和值(ID,sat,3、ID,sat,4)确定所述功率半导体(16)的工作点，以及其中针对所述负载电流(Ip Id,3> Id,4)的不同饱和值(ID,sat,3、Id, sat,4)产生所述功率半导体(16)的不同工作点，其特征在于，通过电流预控制0 预先规定的控制电流(Is、IG,3> Ig,4)基本上划分成至少两个彼此相继的半波04、46)，其中针对所述功率半导体(16)的相当于负载电流(ID,3)的最高饱和值(ID,sat,3)的工作点，当所述负载电流(IpID,3)大致达到了其最大值(ID,max,3)时，则在第一半波G4)之后跟随另一半波06)。
2.按权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制电流(IsUuUu)的半波(44、46) 的时间上的划分在功率半导体(16)的相当于低于最高饱和值(ID,sat,3)的饱和值(ID,sat,4) 的工作点处保持不变。
3.按前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制电流(Is、IG,3>Ig,4)的半波 (44,46)分别近似相当于正的正弦形半波。
4.按前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制电流(Is、IG,3>Ig,4)第二半波G6)的振幅高于所述第一半波G4)的振幅。
5.按前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制电流(Is、IG,3>Ig,4)第二半波G6)的持续时间短于所述第一半波G4)的持续时间。
6.按前述权利要求之一所述的方法，其特征在于底层调节(48)，例如底层PI调节。
7.用于实施按权利要求1-6之一所述方法的装置(10)。
8.按权利要求7所述的装置(10)，其特征在于，所述功率半导体(16)是MOSFET(18) 或者 IGBTOO)。
9.按权利要求8所述的装置(10)，其特征在于，所述控制电流(Is)是MOSFET(18)或者 IGBT(20)的栅极电流(IG,3、Ig,4)。
10.按前述权利要求8或9之一所述的装置(10)，其特征在于，所述负载电流(IJ相当于M0SFET(18)的漏极电流(ID,3、Id,4)或者IGBT(20)的集电极电流。
全文摘要
提出一种用于在功率半导体(16)的接通过程中借助电流预控制(25)减少电磁放射的方法以及一种用于实施该方法的装置(10)，其中，功率半导体(16)这样控制负载(12)，使接通之后负载电流(IL、ID，3、ID，4)通过负载(12)和功率半导体(16)流动，其饱和值(ID，sat，3、ID，sat，4)确定功率半导体(16)的工作点，以及其中为负载电流(IL、ID，3、ID，4)不同的饱和值(ID，sat，3、ID，sat，4)产生功率半导体(16)的不同工作点。该方法的特征在于，通过电流预控制(25)预先规定的控制电流(IS、IG，3、IG，4)基本上划分成至少两个彼此相继的半波(44、46)，其中针对功率半导体(16)相当于负载电流(ID，3)的最高饱和值(ID，sat，3)的工作点，当负载电流(IL、ID，3)大致达到了其最大值(ID，max，3)时，在第一半波(44)后跟随另一半波(46)。
文档编号H03K17/16GK102177655SQ200980140618
公开日2011年9月7日 申请日期2009年8月19日 优先权日2008年10月16日
发明者S·亨布格尔 申请人:罗伯特·博世有限公司