专利名称：一种用于振荡器的修调电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及集成电路振荡器技术，更具体地，涉及一种用于高精度电阻电容振荡器的修调电路。
背景技术：
高精度时钟产生器是数模混合集成电路及数字集成电路的主要模块。晶体振荡器可以提供与工艺、电源电压和温度无关的稳定时钟，但它与集成电路工艺不兼容，同时有相对较高的成本，这样它的应用就受到了一些限制。随着CMOS集成电路工艺和SOC技术的发展，越来越多的时钟产生器采用CMOS电路进行实现。电阻电容振荡器(RC Oscillator)是一种可由标准CMOS工艺实现的常用振荡器
类型。它可以用做时钟产生器，以产生需要的时钟频率。电阻电容振荡器包含了很多不同的类型，如驰张振荡器(Relaxation Oscillator)、环形振荡器(Ring Oscillator)等等。驰张结构的电容电阻振荡器由四个部分组成电压和电流基准、计时电路、比较器和RS锁存器。在振荡器工作时，通过比较器和RS触发器的共同作用，使得两个电容依次充电放电，振荡器的周期就是两个电容充电时间的总和T = 2Vref*C/Iref = 2Vref*C/ (Vref/R) = 2RC从上面的公式可以看出，其中，Vref为基准电压，Iref为基准电流，电容电阻振荡器的振荡频率或者周期T由电阻R和电容C决定。在实际应用中，工艺厂生产出芯片的电容和电阻值都有一定的工艺误差，从上面的公式可以看出，这个误差会直接影响振荡器的振荡频率。为了解决这个工艺误差问题，在芯片正常使用之前，需要利用频率修调(trimming)的方法来修正振荡器所产生的时钟频率。常用的频率修调的方法有两种对电容进行修调和对电阻进行修调。图2所示为当前常用的对电阻进行修调的方法，它通过控制不同开关的导通来实现总电阻阻值的变化。图3所示为当前常用的对电容进行修调的方法，它通过控制不同开关的导通来实现总电容容值的变化。图2和图3所示的修调方法有一些缺点首先，如果希望达到较高的精度，就需要较多的开关数目，这就占用了较多的芯片面积。同时更多的开关会增加逻辑控制部分的复杂程度；其次，开关本身具有导通电阻，这个导通电阻会对振荡器的精度产生不利的影响。
实用新型内容为克服上述的现有缺陷，本实用新型提出一种用于振荡器的修调电路，包括参考电压输出端、参考电流输出端、输入电压端；该修调电路还包括第一组串联电阻链，参考电压输出端通过第一组中的开关，分别与该第一组串联电阻链中的第一部分电阻彼此之间的连接点相连接；运算放大器的正极分别与第三组开关相连接，第三组开关的另一端除了第一开关直接连接至场效应管的源漏极的其中一端外，其余开关分别与第二组串联电阻链中的第三部分电阻相互之间的连接点相连接；运算放大器的输出端连接至该场效应管的栅极，该场效应管的源漏极的另一端连接至参考电流；该第一组串联电阻链一端接电压，另一端接地；该第二组串联电阻链一端连接至场效应管的源漏极的其中一端，另一端接地。第一组开关为kll、kl2...kln，其中η彡1，η为自然数；第二组开关为k21、k22. . . k2m,其中m彡l,m为自然数；第一组串联电阻链的电阻数量P为p = max(n,m)+l。该第一组串联电阻链中的第二部分电阻彼此之间的连接点分别与第二组开关的一端相连接，第二组开关的另一端分别连接至运算放大器的负极，其中运算放大器的负极电压为输入电压。第三组开关为k31、k32. . . k3o，其中 ο彡l，o为自然数；第二组串联电阻链的电阻数量q为q彡O。第一部分电阻与第二部分电阻是第一组串联电阻链中部分相同的电阻，或第一组串联电阻链中完全不同的电阻。所述开关是熔断、一次性可编程及逻辑控制单元。与一些现存的、通过电流镜来调节电流IREF的修调方法不同，这种新型的修调电路通过调整电阻串两端电压来实现对参考电流IREF的调节。在振荡器的精度要求较高时，多个电流镜的匹配难度较大，而本电路中有限个数的电阻匹配相对容易实现，因此可以实现更高精度的修调。这种新型修调电路只要求对有限的电阻有较好的匹配精度，它对版图设计的要求较低，也更容易避免工艺偏差的影响。由于容易实现版图的良好匹配，这种修调电路可以实现很高精度的振荡器频率输出。
图I为一种驰张型电容电阻振荡器的结构图；图2为当前常用的对电阻进行修调的方法；图3为当前常用的对电容进行修调的方法；图4为根据本实用新型的修调电路结构和方法的示意图；图5为根据本实用新型的特定修调电路的结构和方法的示意图；图6为根据本实用新型的另一特定修调电路的结构和方法的示意图。如图所示，为了能明确实现本实用新型的实施例的结构，在图中标注了特定的结构和器件，但这仅为示意需要，并非意图将本实用新型限定在该特定结构、器件和环境中，根据具体需要，本领域的普通技术人员可以将这些器件和环境进行调整或者修改，所进行的调整或者修改仍然包括在后附的权利要求的范围中。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本实用新型提供的一种用于高精度电阻电容振荡器进行详细描述。同时，在这里做以说明的是，为了使实施例更加详尽，下面的实施例为最佳、优选实施例，对于一些公知技术本领域技术人员也可采用其他替代方式而进行实施；而且附图部分仅是为了更具体的描述实施例，而并不旨在对本实用新型进行具体的限定。本实用新型涵盖任何在本实用新型的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本实用新型有彻底的了解，在以下本实用新型优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本实用新型。另外，为了避免对本实用新型的实质造成不必要的混淆，并没有详细说明众所周知的方法、过程、流程、元件和电路等。在本实用新型的实施例中，首先提出一种用于振荡器的新型修调电路，该修调电路包括参考电压VREF输出端、参考电流IREF输出端、输入电压Vl端；其中该修调电路包括第一组串联电阻链，参考电压输出端通过第一组开关，分别与该第一组串联电阻链中的第一部分电阻彼此之间的连接点相连接；该第一组串联电阻链中的第二部分电阻彼此之间的连接点分别与第二组开关的一端相连接，第二组开关的另一端分别连接至运算放大器的负极，其中运算放大器的负极电压为输入电压Vl ;运算放大器的正极分别与第三组开关相连接，第三组开关的另一端除了第一开关直接连接至场效应管的源漏极的其中一端，其余开关分别与第二组串联电阻链中的第三部分电阻之间相互的连接点相连接；运算放大器的输出端连接至该场效应管的栅极，该场效应管的源漏极的另一端连接至参考电流。该修调电路的优选实施例如图4所示,包括参考电压VREF输出端、参考电流IREF 输出端、输入电压Vl ;其中该修调电路包括第一组串联电阻链，第一组串联电阻链的电阻数量P可根据实际需要来增加，优选于P大于η与m中的最大者，再加上1，即，P = max (η,m)+l。该第一组串联电阻链一端接电压V0，另一端接地。参考电压(VREF)输出端通过开关kll、kl2. . . kin (η彡1，其中η为自然数)与该第一组串联电阻链中的η+1个电阻之间相互的连接点相连接，其中开关kll、kl2. . . kin之间并联连接。同时，该第一组串联电阻链中的m+1个电阻之间的连接点分别与开关k21、k22. ..k2m的一端(m彡1，其中m为自然数)相连接，开关k21、k22. . . k2m的另一端分别连接至运算放大器的负极，其中，开关k21、k22. . . k2m的另一端相连接的连接点的电压，即运算放大器的负极电压为输入电压VI，开关k21、k22. . . k2m并联连接。η+1个电阻与m+1个电阻之间可以是第一组串联电阻链中部分相同的电阻，也可以是第一组串联电阻链中完全不同的电阻。运算放大器的正极分别与开关k31、k32. . . k3o的一端(ο彡1，其中ο为自然数)相连接，开关k31、k32. . . k3o的另一端除了开关K31直接连接至场效应管的源漏极的其中一端，其余开关k32、k33. . . k3o分别与第二组串联电阻链中的ο个电阻之间相互的连接点相连接，其中开关k31、k32. . . k3o并联连接，第二组串联电阻链的电阻数量q可根据实际需要来增加，其中优选于q ^ O，该第二组串联电阻链的一端接场效应管的源漏极的其中一端，另一端接地。运输放大器的输出端连接至该场效应管的栅极，该场效应管的源漏极的另一端连接至参考电流IREF。在这里需要说明的是，虽然图4中画出的开关与电阻一一对应，然而该附图仅是示意性的，是一种最佳的实施例，而并非对其具体结构的限定，对于本领域技术人员应当理解第一组、第二组串联电阻链可以根据设计的需要具有任意多个，同时，每一个开关也不必与串联电阻链中的电阻——对应，例如开关K11与K12之间可以连接包含两个以上的电阻。这些均包含在本实用新型的保护范围内。同时本实用新型提出了一种应用于振荡器的新型修调方法，这种方法使用较少的控制开关就可以实现对振荡器振荡频率的修调。同时，与现有的修调技术不同，本方法没有引入额外的开关电阻，因此可以实现较高的修调精度。这里需要说明的是设置开关调节电阻并不等于会引入开关电阻，因为这些添加的开关并没有电流流过。这种新型的修调方法将修调分为三个阶段输入电压Vl值的修调、基准电压VREF的修调和基准电流IREF的修调。具体地，通过开关k21、k22. . . k2m可以将电压Vl调整为m种不同的数值；通过开关kll、kl2. . . kin可以将基准电压VREF调整为η种不同的数值；同样通过开关k31、k32. . . k3o可以将基准电流IREF调整为ο种不同的数值。这样就产生了 m*n*o种不同的频率值。与传统的、对电容进行修调方法相比，这种新型的修调方法具有修调范围较大、修调精度较高、使用开关数较少的特点(需要m+n+o个开关就可以实现传统方法需要m*n*n个开关才能实现的修调效果)。由于这种新型的修调方法使用的开关数较少，同时避免了对修调电容的使用，所以在一些应用中能减少30 %左右的面积。这种新型的修调方法将修调分为三个阶段输入电压Vl值的修调、基准电压VREF的修调和基准电流IREF的修调，如图4所示。与传统的一级修调或两级修调相比，三级修·调可以实现更大的修调范围和更精确的频率输出使用m+n+o个开关就可以实现传统的一级修调需要m*n*n个开关才能实现的修调效果。这种新型的修调方法与两级修调相比，也很大的节省了修调需要的开关数。与一些现存的、通过电流镜来调节电流IREF的修调方法不同，这种新型的修调方法通过调整电阻串两端电压的方法来实现对参考电流IREF的调节。在振荡器的精度要求较高时，多个电流镜的匹配难度较大，而本方法中有限个数的电阻匹配相对容易实现，因此这种方法可以实现更高精度的修调。如图4所示，这种新型修调方法只要求对有限的电阻有较好的匹配精度，它对版图设计的要求较低，也更容易避免工艺偏差的影响。由于容易实现版图的良好匹配，这种修调方法可以实现很高精度的振荡器频率输出。这种新型的修调方法有多种实现方式，第一种方式如下通过对k21、k22. · · k2m开关位置的设定(即，通过控制不同开关k21、k22. · · k2m的导通来实现总电阻阻值的变化)，使得电压Vl (VI的不同可以决定充电电流的不同，从而决定震荡器的输出频率)有最大的变化范围，这些开关的位置就确定了修调频率的最大范围。对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率达到第一级修调的范围。通过对kll、kl2... kin开关位置的设定，使得参考电压VREF有中等的变化范围，以便对修调频率进行较准确的控制，对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率达到第二级修调的范围。在这里需要说明的是，第二级修调、第三级修调只是简单表达修调范围的大小，其中优选的第一级的变化范围可以使频率变化从+50%到-50%，第二级的变化范围可以使频率变化从+5 %到-5 %，第三级的变化范围可以使频率变化从+1 %到-I %。其中频率变化越小越具有更高的精度。通过对k31、k32. . . k3o开关位置的设定，使得参考电流IREF具有最小的变化范围，从而使频率变化越小，对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率达到第三极修调的范围，以满足设计的精度。第二种方式如下[0046]通过对kll、kl2... kin开关位置的设定，使得参考电压VREF有最大的变化范围，这些开关的位置就确定了修调频率的最大范围。对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率达到第一级修调的范围。通过对k21、k22. . . k2m开关位置的设定，使得电压Vl有中等的变化范围，以便对修调频率进行较准确的控制。对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率达到第二级修调的范围。通过对k31、k32. . . k3o开关位置的设定，使得参考电流IREF具有最小的变化范围，这些开关的位置就确定了修调的精度。对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率达到第二级修调的范围，以满足设计的精度。第三种方式如下如图5所示，当η的值为I时，即参考电压VREF为一固定数值，振荡器的修调仅通过电压Vl和参考电流IREF的变化来实现。·通过对k21、k22. . . k2m开关位置的设定，使得电压Vl有最大的变化范围，这些开关的位置就确定了修调频率的最大范围。对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率达到下一级修调的范围。通过对k31、k32. . . k3o开关位置的设定，使得参考电流IREF具有最小的变化范围，这些开关的位置就确定了修调的精度。对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率满足设计的精度。第四种方式如下如图6所示，当m的值为I时，即Vl为一固定数值，振荡器的修调仅通过参考电压VREF和参考电流IREF的变化来实现。通过对kll、kl2... kin开关位置的设定，使得参考电压VREF有最大的变化范围，这些开关的位置就确定了修调频率的最大范围。对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率达到下一级修调的范围。通过对k31、k32. . . k3o开关位置的设定，使得参考电流IREF具有最小的变化范围，这些开关的位置就确定了修调的精度。对这一级进行修调，使得振荡器的输出频率满足设计的精度。本申请主张的修调方法包括但不限于上面提到的四种情况，本申请主张通过调节参考电压VREF和电压Vl及参考电流IREF的大小，并对不同的参考电压VREF、电压Vl和参考电流IREF数值进行组合来实现对振荡器输出频率的修调。图4中的参考电压VREF、电压Vl和参考电流IREF信号有许多种产生方式，本申请主张通过对产生的参考电压VREF、电压Vl和参考电流IREF的信号进行控制、并对参考电压VREF,电压Vl和参考电流IREF信号进行组合来实现振荡器振荡频率改变的修调方法。图4 中的开关 kll、kl2. · · kin, k21、k22. · · k2m, k31、k32. · · k3o 有许多实现和控制方式，例如使用熔断fuse、一次性可编程OTP及逻辑控制等方法。本申请主张对上述开关进行控制，从而对参考电压VREF和参考电流IREF的信号进行控制，以实现对振荡频率的修调。本申请所主张的方法不仅仅可以应用在驰张型振荡器上，同样也可以应用在某些结构的环形振荡器，及一些其他类型的振荡器中。[0061]最后应说明的是，以上实施例仅用以描述本实用新型的技术方案而不是对本 技术方法进行限制，本实用新型在应用上可以延伸为其他的修改、变化、应用和实施例，并且因此认为所有这样的修改、变化、应用、实施例都在本实用新型的精神和教导范围内。
权利要求1.一种用于振荡器的修调电路，该修调电路包括参考电压输出端、参考电流输出端、输入电压端；其特征在于 该修调电路还包括第一组串联电阻链，参考电压输出端通过第一组中的开关，分别与该第一组串联电阻链中的第一部分电阻彼此之间的连接点相连接；运算放大器的正极分别与第三组开关相连接，第三组开关的另一端除了第一开关直接连接至场效应管的源漏极的其中一端外，其余开关分别与第二组串联电阻链中的第三部分电阻相互之间的连接点相连接；运算放大器的输出端连接至该场效应管的栅极，该场效应管的源漏极的另一端连接至参考电流；该第一组串联电阻链一端接电压，另一端接地；该第二组串联电阻链一端连接至场效应管的源漏极的其中一端，另一端接地。
2.根据权利要求I所述的修调电路，其特征在于，第一组开关为kll、kl2.. . kln，其中η≥1，η为自然数；第二组开关为k21、k22. . . k2m，其中m彡1，m为自然数；第一组串联电阻链的电阻数量P为p=max (n, m) +1。
3.根据权利要求I所述的修调电路，其特征在于，该第一组串联电阻链中的第二部分电阻彼此之间的连接点分别与第二组开关的一端相连接，第二组开关的另一端分别连接至运算放大器的负极，其中运算放大器的负极电压为输入电压。
4.根据权利要求I所述的修调电路，其特征在于，第三组开关为k31、k32...k3o，其中ο≥1，O为自然数；第二组串联电阻链的电阻数量q为q彡O。
5.根据权利要求I所述的修调电路，其特征在于，第一部分电阻与第二部分电阻是第一组串联电阻链中部分相同的电阻，或第一组串联电阻链中完全不同的电阻。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的修调电路，其特征在于，所述开关是熔断、一次性可编程及逻辑控制单元。
专利摘要本实用新型提供一种用于振荡器的修调电路，包括参考电压输出端、参考电流输出端、输入电压端；该修调电路包括第一组串联电阻链，参考电压输出端通过第一组中的开关，分别与该第一组串联电阻链中的第一部分电阻彼此之间的连接点相连接；运算放大器的正极分别与第三组开关相连接，第三组开关的另一端除了第一开关直接连接至场效应管的源漏极的其中一端外，其余开关分别与第二组串联电阻链中的第三部分电阻相互之间的连接点相连接；运算放大器的输出端连接至该场效应管的栅极，该场效应管的源漏极的另一端连接至参考电流；该第一组串联电阻链一端接电压，另一端接地；该第二组串联电阻链一端连接至场效应管的源漏极的其中一端，另一端接地。
文档编号H03B5/20GK202634363SQ20122015457
公开日2012年12月26日 申请日期2012年4月12日 优先权日2012年4月12日
发明者张慧泉, 张斌, 孙有阳, 张琢 申请人:佛山华芯微特科技有限公司