用于开关电容电路的系统和方法
【专利摘要】本发明涉及用于开关电容电路的系统和方法。在实施例中，电路包括正向路径电路，所述正向路径电路具有：放大器；自动调零开关，其被耦合在所述放大器的输入端与所述放大器的输出端之间；第一斩波电路，其具有耦合到所述正向路径电路的输入端的输入端和耦合到所述放大器的所述输入端的输出端；以及第二斩波电路，其具有耦合到所述放大器的所述输出端的输入端和耦合到所述正向路径电路的输出端的输出端。所述电路进一步包括反馈电路，所述反馈电路具有：反馈开关；反馈电容器，其包括耦合到所述放大器的输出端的第一端；第三斩波电路，其被耦合在所述正向路径电路的所述输入端与反馈开关的第一端之间；以及第四斩波电路，其被耦合在所述反馈开关的第二端与所述反馈电容器的第二端之间。
【专利说明】用于开关电容电路的系统和方法
【技术领域】
[0001]本发明一般地涉及半导体电路和方法，并且更特别地涉及一种用于开关电容电路的系统和方法。
【背景技术】
[0002]模拟至数字转换器被普遍地用在范围从诸如传感器接口之类的低频应用到诸如用于有线和无线通信系统的A/D转换器之类的高频应用的许多应用中。一个通用A/D架构是使用Σ-Λ (sigma delta)调制器的过采样A/D转换器。Σ-Λ调制器通常是在正向路径中包括一个或多个积分器后面是低分辨率量化器的反馈回路，积分器输出被从输入中减去以形成误差信号。能够具有低至一比特分辨率的量化器输出然后使用数字抽取器来抽取以产生多比特输出。
[0003]Σ-Δ调制器的众所周知的属性中的一个是调制器的量化噪声由回路来整形，这相对于具有相同量化器分辨率的尼奎斯特(Nyquist)速率A/D转换器在信噪比方面产生巨大改进。例如，在PCM A/D转换器中，频率每翻一倍在SNR方面产生3 dB改进。然而，在Σ-Λ转换中，频率每翻一倍理想地将A/D转换器的SNR改进约(6L + 3) dB，其中L是Σ-Δ调制器的阶。同样地，Σ-Λ调制器能够为音频和低频应用提供大大超过100 dB的SNR。
[0004]实现Σ-Λ A/D转换器的一个通用方式是通过使用开关电容电路。在其最基本的级别，开关电容电路在电荷域中通过对电容器上的电荷采样来执行模拟信号处理。CMOS工艺特别适合于这样的电路。通过使用反馈放大器、开关器件以及比例电容器的组合，即使在存在大量绝对分量值变化的情况下也可以精确地表示包括用于Σ-Λ调制器的积分器的各种采样的模拟传递函数。
[0005]相对于低频和DC应用，基于开关电容器的Σ-Δ A/D转换器造成关于噪声和偏移的几个问题。虽然Σ-Λ调制器的过采样性质通过跨越较高带宽传播这个噪声而减少了开关的kT/C热噪声的影响，但是低频闪烁噪声和偏移的问题仍然存在。诸如相关双采样之类的开关电容器技术可以被用来减轻这些影响；然而，随着转换器的有效分辨率提高，二阶效应开始限制A/D转换器的有效分辨率。
【发明内容】
[0006]依照实施例，电路包括正向路径电路，所述正向路径电路具有放大器；自动调零开关，其被耦合在所述放大器的输入端与所述放大器的输出端之间；第一斩波电路，其具有耦合到所述正向路径电路的输入端的输入端和耦合到所述放大器的所述输入端的输出端；以及第二斩波电路，其具有耦合到所述放大器的所述输出端的输入端和耦合到所述正向路径电路的输出端的输出端。所述电路进一步包括反馈电路，所述反馈电路具有:反馈开关；反馈电容器，其包括耦合到所述放大器的输出端的第一端；第三斩波电路，其被耦合在所述正向路径电路的所述输入端与所述反馈开关的第一端之间；以及第四斩波电路，其被耦合在所述反馈开关的第二端与所述反馈电容器的第二端之间。
[0007]本发明的一个或多个实施例的细节在下面在附图和描述中被阐述。本发明的其他特征、目的以及优点从描述和图中并且从权利要求中将是显而易见的。
【专利附图】
【附图说明】
[0008]为了更彻底地理解本发明及其优点，现在对结合附图进行的以下描述进行参考，在附图中:
图la-c图示了根据本发明的实施例的开关电容积分器、它关联的定时图以及时钟相位发生器；
图2a_b图示了实施例斩波器及其关联的开关的原理图；以及 图3图示了另外的实施例开关电容积分器。
[0009]除非以其他方式指示否则不同图中的对应数字和符号通常指代对应部分。图被绘制来清楚地图示优选实施例的相关方面并且未必按比例绘制。为了更清楚地图示某些实施例，指示相同结构、材料或过程步骤的变化的字母可以紧跟图号之后。
【具体实施方式】
[0010]在下面详细地讨论目前优选的实施例的构成和使用。然而，应该了解的是，本发明提供了能够以各种各样的特定上下文体现的许多适用的发明构思。所讨论的特定实施例仅说明用来构成和使用本发明的特定方式，并且不限制本发明的范围。
[0011]将相对于特定上下文中的实施例即开关电容积分器来对本发明进行描述。本发明的实施例不限于开关电容积分器，并且还可以被应用于其他开关电容电路结构以及其他类型的电路。
`[0012]在本发明的实施例中，实施例开关电容积分器结构通过利用相关双采样技术和斩波器稳定技术两者以便减少低频噪声和DC偏移的影响来解决DC偏移和低频噪声的问题。在本发明的实施例中，实施例开关电容积分器与对放大器的偏移和低频噪声进行采样并且从积分信号中减去采样噪声的交叉耦合开关电容输入网络相结合地使用自动调零放大器。此外，第一对斩波电路被用来减少来自自动调零放大器内的自动调零电路的不对称电荷注入的影响，以及第二对斩波电路用来减少来自与开关电容积分器的反馈电容器串联的开关的不对称电荷注入的影响。
[0013]图1a图示了依照本发明的实施例的开关电容积分器100。开关电容积分器100包括输入开关网络103、串联输入电容器Cla和Clb、斩波器稳定自动调零放大器107、斩波器稳定反馈网络105以及积分电容器C2a和C2b。
[0014]在实施例中，差分输入(Vinp-Vinm)的积分以差分输出(Voutp-Voutm)产生。差分输出遍及差分输入的传递函数是:
Fw...-2(7
。
[0015]在实施例中，输入开关网络103由开关111、113、115以及117组成。当Φ1(1在操作的延迟第一相位期间被断言(assert)时形成非反相输入路径的开关111和117是活动的，而当Φ 2d在操作的延迟第二相位期间被断言时形成反相输入路径的开关113和115是活动的。在替换实施例中，当Φ 2d被断言时形成非反相输入路径的开关111和117是活动的，而当Φ1(1被断言时开关113和115是活动的。在另外的替换实施例中，可以使用其他输入开关结构。在替换实施例中，开关113与115的左边可以从Vinp和Vinm断开并且被一起重新连接到输入共模电压。
[0016]斩波器稳定自动调零放大器107包括耦合在斩波电路108和110之间的差分放大器102。当Φ I被断言时耦合在放大器102的输入端与输出端之间的自动调零开关116和118在操作的第一相位期间被激活。在实施例中，放大器102使用差分放大器实现。在一些实施例中，可以使用具有共模反馈的全差分放大器。在实施例中，当Φο?ιορ被断言时斩波电路108和110的极性在斩波相位期间是非反相的，而当Φ chop未被断言时是反相的。替换地，当Φ(Λορ被断言时斩波电路108和110的极性在斩波相位期间可能是反相的，而当(tchop未被断言时为非反相的。
[0017]斩波器稳定反馈网络105包括耦合在斩波电路104和106之间的反馈开关112和114。在实施例中，当Φ chop被断言时斩波电路104和106的极性在斩波相位期间是非反相的，而当Φ chop未被断言时是反相的。替换地，当Φ chop被断言时斩波电路104和106的极性在斩波相位期间可能是反相的，而当Φ?ορ未被断言时为非反相的。
[0018]图1b图示了可以被用来操作图1a的开关电容积分器100的示例定时图。在实施例中，相位Φ1和Φ 2是非重叠时钟相位，而相位φ1(1和Φ 2d是非重叠时钟相位Φ1和Φ2的延时版本。相位Φ I和Φ2可以由提供时限(time period) 122的死区的非重叠时钟发生器来生成。在实施例中，Φ1和Φ 2的断言之间的这个死区帮助确保电荷在相位Φ1和Φ2的断言之间的转变期间不丢失。
[0019]在实施例中，Φ1 与Φ Id之间的延时由时限124来指定，而Φ2与Φ 2d之间的延时由时限126来指定。
[0020]在实施例中，斩波信号C^chop在其中Φ1是活动的时间期间被断言和去断言。虽然为了便于说明图1b示出了 Φ?ορ活动持续Φ I的三个连续周期，但应该理解的是，(tchop可以被断言持续任何数目的连续周期。在一些实施例中，<tchop以其中<i)chop被断言持续与它被去断言相同数目的连续周期的50%占空比操作。当斩波器108在这个时间期间遭受状态改变时，所注入的任何电荷被经由开关116和118耦合到其输入端的放大器102的输出端吸收。同样地，来自斩波器110的任何电荷注入将产生可忽略误差，因为来自斩波器110的任何注入的电荷还将被放大器102的输出端吸收。当斩波器104遭受转变时，所注入的任何电荷还将经由斩波器108以及开关116和118被放大器102吸收。相对于斩波器106，注入到电容器C2a和C2b中的任何误差电荷对偏移产生可忽略的影响，因为ΦΛορ的频率比Φ I和Φ 2的频率低得多。例如，在一个实施例中，Φ I和Φ2在约50ΚΗζ的频率下操作，同时Φ chop在该频率的1/50 (l/50th)约I KHz下操作。替换地，可以使用Φ I和Φ 2的频率与C^chop的频率的其他采样速率和比率。
[0021]图1c图示了可以被用来基于时钟信号Clk来产生Φ1、Φ1(1、Φ2以及Φ2(1的时钟相位的非重叠时钟发生器160。在实施例中，时钟发生器160具有以交叉耦合SR锁存配置布置的与非(NAND)门162及170和反相器164、166、172及174。反相器168为与非门170提供反相时钟。在实施例中，相位Φ Id被从Φ I延迟了反相器164和166的延时。同样地，相位Φ2(1被从Φ2延迟了反相器172和174的延时。应该理解的是，时钟发生器160仅仅是许多可能的实施例时钟发生器中的一个。在替换实施例中，可以使用逻辑上等效的或另外的其他拓扑。在实施例中，Φ chop可以例如使用具有耦合到Φ I的输入端的时钟分频器来生成。
[0022]图2a图示了可以被例如用于图1a中示出的斩波电路104、106、108以及110的实施例斩波电路130。在实施例中，斩波电路130包括非反相信号路径开关132及138和反相信号路径开关134及136。在实施例中，当Φ ch是活动的时非反相路径开关132和138闭合，而当Ctchb是活动的时反相信号路径开关134和136是活动的。在实施例中，Φ(Λ和Φ chb使用反相器152和154来生成。替换地，Φ(Λ和C^chb可以使用不同的逻辑来生成。在一些实施例中，反相器152和154可以存在于每个斩波器单元中，然而在其他实施例中，可以全局地或者针对多个斩波器单元来生成Φ(Λ和(tchb。
[0023]在其中使用CMOS工艺实现的实施例中，开关可以使用NMOS器件140、PMOS器件142和/或由NMOS器件146和PMOS器件148组成的CMOS传输门148来实现。替换地，可以在其他实施例中使用利用例如其他工艺类型的其他开关结构。
[0024]图3图示了其中开关使用NMOS晶体管来实现的实施例开关电容积分器300。在这里，输入开关网络使用非反相路径中的NMOS器件302及308和反相路径中的NMOS器件304及306来实现。斩波器稳定自动调零放大器使用全差分放大器302以及作为自动调零开关的NMOS器件318和320来实现。在放大器302的输入端处的第一斩波器360使用NMOS器件310、312、314以及316来实现，而第二斩波器362使用NMOS器件322、324、326以及328来实现。在反馈路径中，电容器C2a和C2b作为积分电容器并且NMOS器件334和344充当反馈电容器开关。反馈开关334和344被耦合在由非反相路径中的NMOS器件330及342和反相路径中的NMOS器件332及340组成的第三斩波器364之间；并且耦合到由非反相路径中的NMOS器件336及348和反相路径中的NMOS器件338及346组成的第四斩波器366。
[0025]在实施例中，开关电容积分器300的操作在自动调零开关318和320经由Φ I而闭合时开始，从而将放大器302置于单`位增益反馈配置中。在这一点上，放大器302的偏移在电容器Cla和Clb上被采样。短时间后，当Φ Id被断言时输入开关302和308闭合，从而将Vinp耦合到输入电容器Cla并且将Vinm耦合到输入电容器Clb。接下来，当Φ I变成去断言时自动调零开关318和320断开。在这一点上注入到电容器Cla和Clb中的任何残差电荷由I禹合到放大器302的输入端和输出端的第一和第二斩波电路来补偿。短时间后，开关302和308断开，然而，由这些开关所注入的任何电荷都被源吸收，因为Cla和Clb相对于输入开关网络的相对端看到高阻抗。
[0026]接下来，反馈开关334和344闭合，从而经由第一斩波电路360将反馈电容器C2a和C2b耦合到放大器302的输入端。在这个时间点，从开关334和344注入的电荷被存储在电容器C2a和C2b上。由这个电荷注入所引起的任何误差由耦合到反馈开关334和344的第三斩波电路364和第四斩波电路366来补偿。短时间后，输入开关304和306被激活，这允许电荷被重新分配在电容器Cla与C2a之间和在电容器C2a与C2b之间。当反馈开关334和344断开时，电荷可以被注入到电容器Cla、Clb、C2a以及C2b中，然而，由所注入的这个电荷产生的电荷注入误差由耦合到反馈开关334和344的任一侧的第三斩波电路364和第四斩波电路366来补偿。[0027]在实施例中，第一、第二、第三以及第四斩波电路360、362、364以及366的状态由在第一相位Φ I期间改变状态的相位Φ(Λ和Ctchb来控制，所述第一相位Φ I与在其期间放大器302被自动调零的相位对应。在这里，由开关330、332、310、312、316、340以及342所注入的电荷被存在于放大器302的输入端处的虚拟地吸收；并且由器件322、324、326以及328所注入的电荷被放大器302的输出端吸收。由器件336、338、346以及348所注入的电荷被以一阶补偿，因为器件对被耦合到相反相位。例如，由器件336和348所注入的电荷通过由器件338和346在相反方向上注入的电荷来补偿。由于这些器件之间的失配通过器件336、338、346以及348所注入的残余电荷因斩波频率小于Φ1和Φ2的频率的事实而进一步减轻。
[0028]可以使用CMOS工艺在硅衬底上实现实施例开关电容电路。电容器可以使用包括但不限于多晶娃-多晶娃电容器、MOS电容器、金属-金属电容器、夹心电容器的各种不同的电容器结构来实现。
[0029]依照实施例，电路包括正向路径电路，所述正向路径电路具有:放大器；自动调零开关，其被稱合在放大器的输入端与放大器的输出端之间；第一斩波电路，其具有稱合到正向路径电路的输入端的输入端和耦合到放大器的输入端的输出端；以及第二斩波电路，其具有耦合到放大器的输出端的输入端和耦合到正向路径电路的输出端的输出端。所述电路进一步包括反馈电路，所述反馈电路具有:反馈开关；反馈电容器，其包括耦合到放大器的输出端的第一端；第三斩波电路，其被I禹合在正向路径电路的输入端与反馈开关的第一端之间；以及第四斩波电路，其被耦合在反馈开关的第二端与反馈电容器的第二端之间。在实施例中，正向路径、反馈电路以及输入电路被置于积分电路上。
[0030]在实施例中，所述电路进一步包括具有包括第一端和第二端的输入电容器的输入电路，其中第二端被耦合到正向路径电路的输入端。所述电路还包括耦合在第一输入节点与输入电容器的第一端之间的第一输入开关，以及稱合到第二输入节点与输入电容器的第一端之间的第二输入开关。在一些实施例中，第一输入开关和自动调零开关被耦合到第一时钟相位信号，第二输入开关和反馈开关被耦合到第二时钟相位信号，并且第一、第二、第三和第四斩波电路被I禹合到第三时钟相位信号。第一延时电路可以被I禹合在第一时钟相位信号与第一输入开关之间，第二延时电路可以被耦合在第二时钟相位信号与第二输入开关之间。
[0031]在一些实施例中，所述电路还包括配置成产生第一时钟相位和第二时钟相位使得第一时钟相位和第二时钟相位是非重叠时钟相位的时钟相位发生器。在实施例中，第三时钟相位信号被配置成在第一时钟相位信号的第一脉冲期间被断言，而在第一时钟相位信号的后续脉冲期间去断言。第一和第二时钟相位信号可以在第一频率下操作，而第三时钟相位信号可以在第二时钟频率下操作，使得第一时钟频率大于第二时钟频率。
[0032]在实施例中，正向路径、反馈电路以及输入电路包括全差分电路。例如，该放大器可以包括差分放大器，自动调零开关可以包括多个开关，反馈开关可以包括多个开关，第一输入开关可以包括多个开关，以及第二输入开关可以包括多个开关。
[0033]依照另外的实施例，开关电容积分器包括具有耦合到该开关电容积分器的差分输出端的差分输出端的斩波器稳定自动调零放大器。所述开关电容积分器还包括:斩波器稳定电容反馈网络，其被耦合在斩波器稳定自动调零放大器的差分输入端与斩波器稳定自动调零放大器的输出端之间；多个串联输入电容器，其具有耦合到斩波器稳定放大器的差分输入端的第二端；以及输入开关网络，其被耦合在开关电容积分器的差分输入与所述多个串联输入电容器的第一端之间。
[0034]在实施例中，所述斩波器稳定自动调零放大器包括耦合在差分放大器的第一输入端与差分放大器的第一输出端之间的第一开关、耦合在差分放大器的第二输入端与差分放大器的第二输出端之间的第二开关、耦合在斩波器稳定放大器的差分输入端与差分放大器的第一输入端和第二输入端之间的第一斩波器电路、稱合在斩波器稳定放大器的输出差分输出端与差分放大器的第一输出端和第二输出端之间的第二斩波器电路。所述斩波器稳定电容反馈网络包括经由多个反馈开关耦合到第四斩波器电路的第三斩波器电路，以及耦合在第四斩波器电路与开关电容积分器的差分输出端之间的多个反馈电容器。所述输入开关网络包括定义非反相路径的第一多个开关和定义反相路径的第二多个开关。
[0035]在实施例中，斩波器稳定自动调零放大器的第一和第二开关以及输入开关网络的所述第一多个开关被耦合到第一时钟相位信号。所述多个反馈开关和输入开关网络的所述第二多个开关被耦合到第二时钟相位信号，以及第一、第二以及第三斩波电路被耦合到第三时钟相位信号。
[0036]在实施例中第一时钟相位信号和第二时钟相位信号被配置成为非重叠时钟相位信号，第三时钟相位信号被配置成在第一时钟相位信号的第一脉冲期间被断言，并且第三时钟相位信号被配置成在第一时钟相位信号的后续脉冲期间被去断言。第一和第二时钟相位信号可以在第一频率下操作，而第三时钟相位信号可以在第二时钟频率下操作，其中第一时钟频率大于第二时钟频率。
[0037]在实施例中，第一、第二、第三以及第四斩波器电路每个都包括定义非反相路径的第一多个斩波器开关以及定义反相路径的第二多个斩波器开关。在一些实施例中，所述第一多个斩波器开关、所述第二多个斩波器开关、第一开关、第二开关以及所述多个反馈开关以MOS晶体管来实现。
[0038]依照另一实施例，操作开关电容积分器的方法包括通过对耦合到放大器的差分输入端的多个输入电容器米样差分输入电压的第一极性和放大器偏移来自动调零放大器。在自动调零放大器之后，多个反馈电容器使用多个反馈开关而被耦合在放大器的差分输入端与放大器的差分输出端之间，并且差分输入电压的第二极性被施加到所述多个输入电容器。所述方法进一步包括使用第一对斩波电路来将放大器斩波并且使用第二对斩波电路来将反馈开关斩波。
[0039]在实施例中，将放大器斩波包括减少由从放大器的自动调零开关向所述多个输入电容器注入的电荷所引起的偏移，而将反馈开关斩波包括减少由从反馈开关向反馈电容器注入的电荷所引起的偏移。对差分电压的第一极性采样的步骤可以包括在断开被耦合到所述多个输入电容器的输入耦合开关之前断开放大器自动调零开关。
[0040]实施例系统和方法的优点包括实现对分量偏移、闪烁噪声以及热噪声敏感的甚高分辨率准DC转换器的能力。因此，当实现实施例电路时可以使用较小的器件尺寸、较低的电流以及较小的电容器。
[0041]虽然已经参考说明性实施例对本发明进行了描述，但是这个描述不旨在被在限制性意义上解释。在参考本描述之上说明性实施例以及本发明的其他实施例的各种修改和组合对于本领域的技术人员而言将是显而易见的。因此意图是，所附权利要求包含任何这样的修改或实施例。
【权利要求】
1.一种电路,其包括: 正向路径电路，所述正向路径电路包括 放大器， 自动调零开关，其被耦合在所述放大器的输入端与所述放大器的输出端之间， 第一斩波电路，其具有耦合到所述正向路径电路的输入端的输入端和耦合到所述放大器的所述输入端的输出端， 第二斩波电路，其具有耦合到所述放大器的所述输出端的输入端和耦合到所述正向路径电路的输出端的输出端， 反馈电路，所述反馈电路包括 反馈开关， 反馈电容器，其包括耦合到所述放大器的输出端的第一端， 第三斩波电路，其被耦合在所述正向路径电路的所述输入端与所述反馈开关的第一端之间， 第四斩波电路，其被耦合在所述反馈开关的第二端与所述反馈电容器的第二端之间。
2.根据权利要求1所述的电路，还包括输入电路，所述输入电路包括: 包括第一端和第二端的输入电容器，所述第二端被耦合到所述正向路径电路的所述输入端; 第一输入开关，其被稱合在第一输入节点与所述输入电容器的所述第一端之间；以及 第二输入开关，其被耦合在第二输入节点与所述输入电容器的所述第一端之间。
3.根据权利要求2所述的电路，其中: 所述第一输入开关和所述自动调零开关被耦合到第一时钟相位信号； 所述第二输入开关和所述反馈开关被耦合到第二时钟相位信号；以及 所述第一、第二、第三以及第四斩波电路被耦合到第三时钟相位信号。
4.根据权利要求3所述的电路，还包括: 第一延时电路，其被耦合在所述第一时钟相位信号与所述第一输入开关之间；以及 第二延时电路，其被耦合在所述第二时钟相位信号与所述第二输入开关之间。
5.根据权利要求3所述的电路，还包括配置成产生所述第一时钟相位和所述第二时钟相位的时钟相位发生器，所述第一时钟相位和所述第二时钟相位是非重叠时钟相位。
6.根据权利要求3所述的电路，其中: 所述第一时钟相位信号和所述第二时钟相位信号被配置成为非重叠时钟相位信号； 所述第三时钟相位信号被配置成在所述第一时钟相位信号的第一脉冲期间被断言；并且 所述第三时钟相位信号被配置成在所述第一时钟相位信号的后续脉冲期间被去断言。
7.根据权利要求6所述的电路，其中，所述第一和第二时钟相位信号在第一频率下操作，而所述第三时钟相位信号在第二时钟频率下操作，所述第一时钟频率大于所述第二时钟频率。
8.根据权利要求2所述的电路，其中，所述正向路径、所述反馈电路以及所述输入电路包括全差分电路，其中 所述放大器包括差分放大器；所述自动调零开关包括多个开关； 所述反馈开关包括多个开关； 所述第一输入开关包括多个开关；以及 所述第二输入开关包括多个开关。
9.根据权利要求2所述的电路，其中，所述正向路径、所述反馈电路以及所述输入电路被置于积分电路上。
10.一种开关电容积分器，其包括: 斩波器稳定自动调零放大器，其包括耦合到所述开关电容积分器的差分输出端的差分输出端； 斩波器稳定电容反馈网络，其被耦合在所述斩波器稳定自动调零放大器的差分输入端与所述斩波器稳定自动调零放大器的所述差分输出端之间； 多个串联输入电容器，其具有耦合到所述斩波器稳定放大器的所述差分输入端的第二端；以及 输入开关网络，其被耦合在所述开关电容积分器的差分输入端与所述多个串联输入电容器的第一端之间。
11.根据权利要求10所述的开关电容积分器，其中: 所述斩波器稳定自动调零 放大器包括耦合在差分放大器的第一输入端与所述差分放大器的第一输出端之间的第一开关、耦合在所述差分放大器的第二输入端与所述差分放大器的第二输出端之间的第二开关、耦合在所述斩波器稳定放大器的所述差分输入端与所述差分放大器的所述第一输入端和第二输入端之间的第一斩波器电路、稱合在所述斩波器稳定放大器的所述输出差分输出端与所述差分放大器的所述第一输出端和所述第二输出端之间的第二斩波器电路； 所述斩波器稳定电容反馈网络包括经由多个反馈开关耦合到第四斩波器电路的第三斩波器电路，以及耦合在所述第四斩波器电路与所述开关电容积分器的所述差分输出端之间的多个反馈电容器；以及 所述输入开关网络包括定义非反相路径的第一多个开关和定义反相路径的第二多个开关。
12.根据权利要求11所述的开关电容积分器，其中: 所述斩波器稳定自动调零放大器的所述第一和第二开关以及所述输入开关网络的所述第一多个开关被耦合到第一时钟相位信号； 所述多个反馈开关和所述输入开关网络的所述第二多个开关被耦合到第二时钟相位信号；以及 所述第一、第二以及第三斩波电路被耦合到第三时钟相位信号。
13.根据权利要求12所述的开关电容积分器，其中: 所述第一时钟相位信号和所述第二时钟相位信号被配置成为非重叠时钟相位信号； 所述第三时钟相位信号被配置成在所述第一时钟相位信号的第一脉冲期间被断言；并且 所述第三时钟相位信号被配置成在所述第一时钟相位信号的后续脉冲期间被去断言。
14.根据权利要求12所述的开关电容积分器，其中，所述第一和第二时钟相位信号在第一频率下操作，而所述第三时钟相位信号在第二时钟频率下操作，所述第一时钟频率大于所述第二时钟频率。
15.根据权利要求11所述的开关电容积分器，其中，所述第一、第二、第三以及第四斩波器电路每个都包括定义非反相路径的第一多个斩波器开关以及定义反相路径的第二多个斩波器开关。
16.根据权利要求15所述的开关电容积分器，其中，所述第一多个斩波器开关、所述第二多个斩波器开关、所述第一开关、所述第二开关以及所述多个反馈开关包括MOS晶体管。
17.—种操作开关电容积分器的方法,其包括: 自动调零放大器，自动调零包括对差分输入电压的第一极性和耦合所述放大器的差分输入端的多个输入电容器上的放大器偏移米样； 在自动调零所述放大器之后，使用多个反馈开关来耦合所述放大器的所述差分输入端与所述放大器的差分输出端之间的多个反馈电容器，并且将所述差分输入电压的第二极性施加到所述多个输入电容器； 使用第一对斩波电路来将所述放大器斩波；并且 使用第二对斩波电路来将所述反馈开关斩波。
18.根据权利要求17所述的方法，其中: 将所述放大器斩波包括减少由从所述放大器的自动调零开关向所述多个输入电容器注入的电荷所引起的偏移；并且 将所述反馈开关斩波包括减少由 从所述反馈开关向所述反馈电容器注入的电荷所引起的偏移。
19.根据权利要求17所述的方法，其中，对所述差分电压的所述第一极性采样包括在断开被耦合到所述多个输入电容器的输入耦合开关之前断开放大器自动调零开关。
【文档编号】H03M1/12GK103516364SQ201310235330
【公开日】2014年1月15日 申请日期:2013年6月14日 优先权日:2012年6月19日
【发明者】J.L.切巴洛斯, J.帕卡, C.赖因德尔 申请人:英飞凌科技股份有限公司