天线匹配电路、天线匹配电路模块、天线装置以及无线通信装置的制作方法

本实用新型涉及例如UHF频带的通信中所用的天线匹配电路、天线匹配电路模块、天线装置以及无线通信装置。

背景技术：

作为运用在例如便携电话终端的应对多带的天线装置，公开了专利文献1。图21是表示专利文献1的天线装置的构成的图。

图21是低频段侧或高频段侧的可变匹配电路的构成例。该可变匹配电路由可变电抗部RC以及匹配部M构成。可变电抗部RC由电感器La 与电容器Ca的并联电路构成，该并联电路与天线元件20的根部串联连接。匹配部M由电感器Lb与电容器Cb的并联电路构成，该并联电路并联连接在供电电路10与可变电抗部RC之间并联连接。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开2011-55258号公报

技术实现要素：

实用新型要解决的课题

如图21所示那样，通过由可变电抗部将电抗切换为有效，能谋求天线的宽频段化。

但由于近年的无线通信装置的小型化的要求而使天线装置的天线空间不断受到制约。与此相伴，天线的输入阻抗处于逐渐变低的倾向。若上述可变电抗部RC、匹配部M由电抗元件和开关构成，则与天线元件20 的阻抗的降低相伴，开关引起的电力损耗相对增大。

为了避免上述损耗的增大，即使假设在用电抗元件使天线元件的阻抗匹配后(增大天线元件的阻抗后)用开关进行电抗的切换，在该情况下也不能使天线的谐振频率大幅变化。另外，在以电感器、电容器等使阻抗变化时，由于不能跨宽频段(同时)进行阻抗变换，因此在要匹配的频段的端部，开关引起的损耗增大。

为此本实用新型的目的在于，提供抑制开关引起的损耗并增大天线的谐振频率的变化幅度的天线匹配电路、天线装置以及具备其的无线通信装置。

用于解决课题的手段

(1)本实用新型的天线匹配电路连接在连接供电电路的供电电路连接部与连接天线元件的天线元件连接部之间，具备与天线元件侧连接的阻抗变换电路以及与供电电路侧连接的可变电抗电路，所述阻抗变换电路包含变压器耦合了的第1电感元件以及第2电感元件，所述可变电抗电路包含与收发信号传输路并联或串联连接的电抗元件和切换该电抗元件的连接状态的开关。

根据上述构成，在以变压器结构的阻抗变换电路提高阻抗的过程中，天线元件的Q值不会劣化(提高)。另外，由于是变压器结构的阻抗变换电路，因此在阻抗变换比实质不存在频率依赖性，能通过用开关切换电抗来进行跨宽频段的阻抗匹配。详细后述，但由于通过变压器进行的阻抗变换，易于使需要的频段的阻抗移动到史密斯圆图上的第1象限、第4象限 (易于提高需要的频段的阻抗)，因此能抑制后级(供电电路侧)的电路中的损耗的影响。

(2)优选是如下构成：所述第1电感元件与收发信号传输路串联连接，所述第2电感元件与第1电感元件和所述天线元件的连接点并联连接。由此，阻抗变换电路构成自耦变压器型电路，能利用其寄生电感来减小电抗元件的需要的阻抗变化量。其结果，能抑制电抗元件的附加所引起的狭频段化。

(3)优选地，所述电抗元件包含与收发信号传输路串联(串接)地连接的电容元件；和与收发信号传输路经由开关并联(分路)连接的电容元件。由此，能使因上述自耦变压器型电路的并联寄生电感而成为感性的阻抗通过串联连接的电容元件或通过串联连接的电容元件和并联连接的电容元件容易地进行阻抗匹配。

(4)本实用新型的天线匹配电路模块连接在连接供电电路的供电电路连接部与连接天线元件的天线元件连接部之间，具备与所述天线元件侧连接的阻抗变换电路以及与所述供电电路侧连接的可变电抗电路，所述阻抗变换电路包含内置于层叠多个电介质层而成的层叠坯体的变压器耦合了的第1电感元件以及第2电感元件，所述可变电抗电路包含搭载或内置于所述层叠坯体、与收发信号传输路并联或串联连接的电抗元件；和搭载于所述层叠坯体、切换该电抗元件的连接状态的开关。

(5)本实用新型的天线装置特征在于，具有天线元件、与该天线元件连接的天线匹配电路，由上述(1)～(3)中任一者记载的天线匹配电路构成天线匹配电路。

(6)本实用新型的无线通信装置特征在于，具有天线装置、与该天线装置连接的无线通信电路，由上述(5)记载的天线装置构成天线装置。

根据上述构成，能做出小型的天线装置，且能跨宽频段进行高增益下的通信。

实用新型的效果

根据本实用新型，不增大天线元件就能得到跨宽频段而高增益的天线装置以及无线通信装置。

附图说明

图1(A)、图1(B)是本实用新型的第1实施方式的天线装置的电路图。

图2(A)是阻抗变换电路30的电路图，图2(B)是阻抗变换电路 30的等效电路图。图2(C)是阻抗变换电路30的等效电路图。

图3是考虑阻抗变换电路30的层叠坯体内的1次线圈以及2次线圈的配置关系而表征的电路图。

图4是阻抗变换电路30的各种导体图案的立体图。

图5(A)、图5(B)是表示图1所示的天线匹配电路50的阻抗轨迹的移动的图。

图6(A)、图6(B)、图6(C)是表示可变电抗电路40的作用的图。

图7是作为比较例的天线匹配电路51的电路图。

图8是表示图1所示的天线匹配电路50以及图7所示的天线匹配电路51各自的插入损耗的频率特性的图。

图9(A)、图9(B)是表示现有结构的天线匹配电路的阻抗轨迹的移动的图。

图10(A)是表示第2实施方式所涉及的阻抗变换电路的连接状态的图。图10(B)是表示从供电电路10观察到的阻抗的轨迹的图。

图11(A)是表示比较例的阻抗匹配电路的连接状态的图。图11(B) 是表示从该供电电路10观察到的阻抗的轨迹的图。

图12(A)是表示基于图10(B)所示的特性的天线以及阻抗变换电路30的天线装置102的电路图。图12(B)是表示天线装置102的插入损耗的频率特性的图。

图13(A)是基于表示图11(B)所示的特性的天线以及阻抗匹配电路的比较例的天线装置的电路图。图13(B)是表示图13(A)所示的比较例的天线装置的插入损耗的频率特性的图。

图14(A)、(B)、(C)是从可变电抗电路观察阻抗变换电路30 侧得到的阻抗位于史密斯圆图的第1象限或第4象限时的可变电抗电路的示例。

图15(A)、(B)、(C)是从可变电抗电路观察阻抗变换电路30 侧得到的阻抗位于史密斯圆图的第2象限或第3象限时的可变电抗电路的示例。

图16是在史密斯圆图上示出图14(A)、(B)、(C)以及图15(A)、 (B)、(C)所示的电路的阻抗的移动路径的示例的图。

图17是第4实施方式所涉及的天线匹配电路52以及天线装置103的电路图。

图18是第4实施方式所涉及的阻抗变换电路31的等效电路图。

图19是第5实施方式所涉及的天线匹配电路模块150的概略主视图。

图20是表示第6实施方式所涉及的便携电话终端等的无线通信装置的构成的图。

图21是表示专利文献1的天线装置的构成的图。

具体实施方式

《第1实施方式》

图1(A)、(B)是第1实施方式的天线匹配电路50以及天线装置 101的电路图。该天线装置101由天线元件20和天线匹配电路50构成。在天线匹配电路50的供电电路连接部FC连接供电电路10，在天线元件连接部AC连接天线元件20。天线匹配电路50具有与天线元件20侧连接的阻抗变换电路30以及与供电电路10侧连接的可变电抗电路40。

天线元件20是能进行700MHz～960MHz频带的高频信号的收发的天线元件。

阻抗变换电路30包含进行变压器耦合的第1电感元件L1以及第2电感元件L2，由该第1电感元件L1和第2电感元件L2构成自耦变压器型电路。

图1(A)所示的可变电抗电路40包含与收发信号传输路并联或串联连接的电抗元件、和切换该电抗元件的连接状态的开关。在该图1(A) 所示的示例中，电容器C0与收发信号传输路串联连接，在开关SW的电容器C1的选择状态下，电容器C1并联(分路)地连接，在开关SW的电容器C2的选择状态下，电容器C2并联(分路)地连接，在开关SW的电容器C3的选择状态下，电容器C3与电容器C0并联连接。

图1(B)所示的可变电抗电路40B，包含与收发信号传输路并联或串联连接的电抗元件、和切换该电抗元件的连接状态的开关。在该图1(B) 所示的示例中，电容器C0与收发信号传输路串联连接，在开关SW1的接通状态下，电容器C1并联(分路)地连接，在开关SW2的接通状态下，电容器C2并联(分路)地连接，在开关SW3的接通状态下，电容器C3 与电容器C0并联连接。

图2(A)是上述阻抗变换电路30的电路图，图2(B)是阻抗变换电路30的等效电路图。阻抗变换电路30包含将第1电感元件L1和第2 电感元件L2经由互感M紧密耦合的自耦变压器型电路。该自耦变压器型电路如图2(B)所示那样，能等效变换成基于3个电感元件Z1、Z2、Z3 的T型电路。即，该T型电路由：供电电路侧的第1端口P1、与天线元件20连接的第2端口P2、与接地连接的接地端子G、连接到第1端口P1 与分支点A之间的电感元件Z1、连接到第2端口P2与分支点A之间的电感元件Z2、以及连接到接地端子G与分之间的第3电感元件Z3构成。

若以L1表征图2(A)所示的第1电感元件L1的电感，以L2表征第 2电感元件L2的电感，以M表征互感，则图2(B)的电感元件Z1的电感为L1+M，电感元件Z2的电感为-M，电感元件Z3的电感为L2+M。

图2(B)所示的T型电路当中、构成在连接到供电电路的端口P1与连接到接地的接地端子G之间的部分(Z1以及Z3)是对基于变压器比的阻抗变换做出贡献的部分。即，阻抗变换电路30的阻抗变换比为(L1+ L2+2M)：L2。

图2(C)是阻抗变换电路30的等效电路图。在此，若为了简化说明而考虑构成阻抗变换电路30的第1电感元件L1与第2电感元件L2的耦合系数k为1，则阻抗变换电路30能视作分路地连接的由电感器(并联寄生电感)和理想变压器IT构成的电路。在此，并联寄生电感器的电感为 (L1+L2+2M)，M＝k·√(L1·L2)。理想变压器IT是1次线圈与2次线圈的卷绕数比n∶1的阻抗变换电路。

上述并联寄生电感因在小型的变压器中不能构成电感大的线圈、和得不到耦合系数k大的(k＝1)变压器等而出现。换言之，能通过确定电感元件L1、L2的电感以及耦合系数来设定上述并联寄生电感。关于有效利用该并联寄生电感的构成，之后详述。

另外，虽然因在高频下不能利用导磁率高的磁性体、在小型的变压器中电感元件的卷绕数不能增多等而会出现漏电感(串联寄生电感)，但并不贡献于阻抗的实部的变换。

阻抗变换电路30，在层叠多个电介质基材层而成的层叠坯体设置导体图案而成。即，阻抗变换电路30是层叠电介质的基材层和导体图案的层叠体结构。图3是考虑阻抗变换电路30的层叠坯体内的1次线圈以及2 次线圈的配置关系而表征的电路图。图4是阻抗变换电路30的各种导体图案的立体图。将这些形成导体图案的电介质的基材层去除来进行描绘。

另外，基材层除了可以是电介质以外，还可以是磁性体。通过使用磁性体，能增大1次线圈与2次线圈的耦合(能得到更大的耦合系数)。另外，也可以使用磁性体层和电介质层这两方。

如图4表征的那样，分别形成导体图案L1A、L1B所构成的第1环状导体LP1、导体图案L1C、L1D所构成的第2环状导体LP2、导体图案L2A 所构成的第3环状导体LP3、导体图案L2B所构成的第4环状导体LP4。各层的导体图案通过通路导体而层间连接。

在最下层的基材层的下表面形成第1端口(供电端口)P1、第2端口 (天线端口)P2、相当于接地端子G的端子以及其他安装用端子(闲置端子NC)。这些端子形成在最下层的基材层的下表面。

第1电感元件(图2(A)所示的L1)由第1环状导体LP1以及第2 环状导体LP2构成。第2电感元件(图2(A)所示的L2)由第3环状导体LP3以及第4环状导体LP4构成。

第1环状导体LP1以及第2环状导体LP2在层方向上被夹入第3环状导体LP3与第4环状导体LP4之间。

第1环状导体LP1的一部分的导体图案L1B以及第2环状导体LP2 的一部分的导体图案L1C并联连接。并且，第1环状导体LP1的残余部的导体图案L1A以及第2环状导体LP2的残余部的导体图案L1D分别与所述并联电路串联连接。

导体图案L2A所构成的第3环状导体LP3以及导体图案L2B所构成的第4环状导体LP4串联连接。

图5(A)、(B)是表示图1所示的天线匹配电路50的阻抗轨迹的移动的图。

图5(A)、(B)是在史密斯圆图上表征从图1所示的点A0、A1、A2观察天线元件20侧的阻抗的图。在图5(A)中，轨迹T0是天线元件 20的阻抗(从图1所示的A0看到的阻抗)的轨迹。在图5(A)、(B) 中，轨迹T1是经由阻抗变换电路30观察天线元件的阻抗(从图1所示的 A1看到的阻抗)的轨迹。另外，在图5(B)中，轨迹T21、T22、T23是将可变电抗电路40的开关SW1、SW2、SW3设为给定状态时、从供电电路10(图1所示的A2)观察天线元件20侧的阻抗的轨迹。频率扫描范围均为700MHz～960MHz。阻抗轨迹上的点P7是700MHz频带的中心频率 (720MHz)的位置，点P8是800MHz频带的中心频率(850MHz)的位置，点P9是900MHz频带的中心频率(920MHz)的位置。

在本说明书中，将史密斯圆图的极坐标中的反射系数(复反射系数ρ) 的实数部为正、虚数部为正的区域称作第1象限，将反射系数的实数部为负、虚数部为正的区域称作第2象限，将反射系数的实数部为负、虚数部为负的区域称作第3象限，将反射系数的实数部为正、虚数部为负的区域称作第4象限。

阻抗变换电路30通过图2(C)所示的理想变压器IT使阻抗轨迹小圆化并提高阻抗。另外，通过图2(C)所示的并联寄生电感，上述小圆化的阻抗轨迹的中心沿着等电导圆逆时针旋转。其结果，如图5(A)、 (B)所示那样，经由阻抗变换电路30观察天线元件20的阻抗的轨迹在史密斯圆图上主要位于第1象限。

通过可变电抗电路40的作用，从供电电路10观察天线元件20侧的阻抗如图5(B)所示的轨迹T21、T22、T23那样向史密斯圆图的中心方向移动。通过确定可变电抗电路的开关的状态来匹配到700MHz频带，点 P7向中心ｏ接近那样移动。另外，通过确定可变电抗电路的开关的状态来匹配到800MHz频带，点P8向中心ｏ接近那样移动。同样地，通过确定可变电抗电路的开关的状态来匹配到900MHz频带，点P9向中心o接近那样移动。

图6(A)、(B)、(C)是表示上述可变电抗电路40的作用的图。用于以上述3个频率带分别进行匹配的可变电抗电路40的开关SW的状态如以下那样。

[表1]

图6(A)表示为了匹配到700MHz频带而使开关SW成为表1所示的状态时的阻抗轨迹的移动。通过图1所示的可变电抗电路40的串联电容器C0，阻抗轨迹T1如阻抗轨迹T21所示那样移动。图6(A)中的箭头C0表征串联电容器C0所引起的移动。

图6(B)表示为了匹配到800MHz频带而使开关SW成为表1所示的状态时的阻抗轨迹的移动。通过图1所示的可变电抗电路40的串联电容器C0以及并联电容器C1，阻抗轨迹T1如阻抗轨迹T22所示那样移动。图6(B)中的箭头C0表征串联电容器C0所引起的移动，箭头C1表征并联电容器C1所引起的移动。

图6(C)表示为了匹配到900MHz频带而使开关SW成为表1所示的状态时的阻抗轨迹的移动。通过图1所示的可变电抗电路40的串联电容器C0、C3，阻抗轨迹T1如阻抗轨迹T23所示那样移动。图6(C)中的箭头C0//C3表征串联电容器C0、C3所引起的移动。

另外，在图1(B)所示的构成的情况下，用于以上述3个频率带分别进行匹配的可变电抗电路40B的开关SW1、SW2、SW3的状态例如如下那样设定。

[表2]

如图5(A)所示那样，通过阻抗变换电路30，天线元件20的阻抗轨迹T0小圆化且移动到第1象限。然后如图6(A)、(B)、(C)所示那样，通过可变电抗电路40的作用，第1象限的小圆化的阻抗轨迹T1向史密斯圆图的中心附近方向移动。

图7是作为比较例的天线匹配电路51的电路图。在该示例中，天线匹配电路51由串联电容器C4、C5、串联电感器L6、并联电感器L0、开关SW4、SW5、SW6构成。

图8是表示图1所示的天线匹配电路50以及图7所示的天线匹配电路51各自的插入损耗的频率特性的图。在图8中，曲线IL7是使可变电抗电路40匹配到700MHz频带时的特性，曲线IL8是使可变电抗电路40 匹配到800MHz频带时的特性，曲线IL9是使可变电抗电路40匹配到 900MHz频带时的特性。另外，曲线IL7(P)是使天线匹配电路51匹配到700MHz频带时的特性，曲线IL8(P)是使天线匹配电路51匹配到 800MHz频带时的特性，曲线IL9(P)是使天线匹配电路51匹配到900MHz 频带时的特性。

在本实施方式所涉及的天线装置中，通过由基于自耦变压器型电路结构的变压器的阻抗变换电路30以及可变电抗电路40的组合构成天线匹配电路50，如图8所示那样减轻了开关中的损耗，插入损耗特性最大改善了 1.7dB程度。

另外，假设由没有频率依赖性的变压器构成阻抗变换电路30，则如图 9(A)所示那样，天线元件20的阻抗轨迹如T01所示那样小圆化并向高阻抗方向移动。为了使该阻抗轨迹T01向史密斯圆图的中心方向移动，在如图9(A)所示那样暂时向例如第1象限或第2象限移动后，通过电抗元件向中心方向移动。与此相对，根据本实施方式，由于阻抗变换电路30 是自耦变压器型电路构成，因此在图2(C)所示的并联寄生电感的作用下，通过阻抗变换电路30，天线元件20的阻抗轨迹T0小圆化，且向第1 象限或第2象限移动(图5(A))。因此，使阻抗轨迹移动到史密斯圆图的中心的移动距离变短，能抑制频段特性的劣化。另外，可以减少电抗元件的数量，可变电抗电路的构成也能单纯化。

顺带一提，若要不使用变压器而通过电抗元件进行阻抗匹配，则会因电抗元件的频率特性(频率依赖性)而让阻抗轨迹伸长，能匹配的频段变得非常窄。例如在图9(B)中以阻抗轨迹T02示出的示例中，在点P7 (700MHz频带)，天线装置从谐振大幅偏离，即使匹配到该频段也会出现大的损耗。另外，若例如以并联的电感器等进行阻抗变换，则在800～ 960MHz附近，阻抗变得非常低。因此在这些频率带中，开关中的损耗变得非常大。因此难以跨宽频段进行匹配。与此相对在本实施方式中，由于通过变压器进行阻抗变换，因此不会狭频段化，不会出现以电抗元件进行匹配所引起的损耗。

《第2实施方式》

在第2实施方式中，特别示出开关引起的插入损耗的减少。

图10(A)是表示第2实施方式所涉及的阻抗变换电路的连接状态的图。阻抗变换电路30的构成与第1实施方式中示出的构成同样。图10(B) 是表示从供电电路10观察到的阻抗的轨迹的图。图11(A)是表示比较例的阻抗匹配电路的连接状态的图。在该示例中，由并联连接的电感器L 构成匹配电路。图11(B)是表示从该供电电路10观察到的阻抗的轨迹的图。

在图10(B)中，阻抗轨迹上的标记m1、m2、m3的频率以及从供电电路10观察到的阻抗如下那样。

[m1]

700MHz

15.6+j90.0Ω

[m2]

880MHz

5.69+j26.7Ω

[m3]

960MHz

4.56+j44.8Ω

在该示例中，700MHz频带的阻抗位于第1象限，800MHz频带以及 900MHz频带的阻抗位于第2象限。

另一方面，在比较例的图11(B)中，阻抗轨迹上的标记m1、m2、 m3的频率以及阻抗如以下那样。

[m1]

700MHz

7.52+j40.6Ω

[m2]

880MHz

2.06+j5.81Ω

[m3]

960MHz

1.37+j12.0Ω

在图11(A)、(B)所示的比较例中，虽然在700MHz频带中阻抗变高，但在800MHz频带以及900MHz频带中，阻抗变得非常低而未进行匹配。如此在并联连接的电感器L中，虽然对某频段提高了阻抗，但不能进行跨宽频段的阻抗匹配。

图12(A)是表示基于图10(B)所示的特性的天线以及阻抗变换电路30的天线装置102的电路图。在该示例中，在阻抗变换电路30与供电电路10之间插入可变电抗电路41。可变电抗电路41由SP3T(single pole triple throw(switch)单刀三掷(开关))形式的开关SW和电容器C0、 C1、C2、C3构成。

图12(B)是表示天线装置102的插入损耗的频率特性的图。在图12 (B)中，曲线IL7(1)、IL7(3)是使可变电抗电路41匹配到700MHz 频带时的特性，曲线IL8(1)、IL8(3)是使可变电抗电路41匹配到800MHz 频带时的特性，曲线IL9(1)、IL9(3)是使可变电抗电路41匹配到900MHz 频带时的特性。另外，标注(1)的曲线IL7(1)、IL8(1)、IL9(1) 是开关SW的电阻值是1Ω时的特性，标注(3)的曲线IL7(3)、IL8(3)、 IL(3)是开关SW的电阻值为3Ω时的特性。如此，即使开关SW的电阻值大，插入损耗的增加量也不足0.3dB程度。

图13(A)是基于表示图11(B)所示的特性的天线以及阻抗匹配电路的比较例的天线装置的电路图。在该示例中，在并联连接的电感器L与供电电路10之间插入可变电抗电路42。可变电抗电路41由串联连接的电容器Ca、Cb、Cc、并联连接的电感器L1、Lb、Lc以及开关SWa、SWb 构成。通过开关SWa、SWb的切换来选择串联连接的电容器和并联连接的电感器所构成的3组电路的任一者。

图13(B)是表示图13(A)所示的比较例的天线装置的插入损耗的频率特性的图。在图13(B)中，曲线IL7(1)、IL7(3)是使可变电抗电路42匹配到700MHz频带时的特性，曲线IL8(1)、IL8(3)是使可变电抗电路42匹配到800MHz频带时的特性，曲线IL9(1)、IL9(3) 是使可变电抗电路42匹配到900MHz频带时的特性。另外，标注(1)的曲线IL7(1)、IL8(1)、IL9(1)是开关SWa的电阻值为1Ω(开关SWb 的电阻值为0Ω)时的特性，标注(3)的曲线IL7(3)、IL8(3)、IL(3) 是开关SWa的电阻值为3Ω(开关SWb的电阻值为0Ω)时的特性。若开关SWa的电阻值成为1Ω到3Ω，则800MHz频带以及900MHz频带中的插入损耗也增加约2dB。这是因为，在800MHz频带以及900MHz频带中，成为在阻抗非常低的电路连接开关的状态，较强地受到开关的损耗所带来的影响(参考图11(B))。即，是因为根据阻抗匹配的末端条件看起来开关的损耗较大。

与此相对，根据本实施方式，由于在阻抗变换电路30中阻抗变高，因此难以受到可变电抗电路41的开关SW的损耗的影响。其结果，如图 12(B)所示那样，设置开关SW所带来的插入损耗的增大非常小。

《第3实施方式》

在第3实施方式中，示出可变电抗电路的几个不同的构成。可变电抗电路以外的天线装置的构成如图1所示那样。

图14(A)、(B)、(C)是从可变电抗电路观察阻抗变换电路30 侧得到的阻抗位于史密斯圆图的第1象限或第4象限时的可变电抗电路的示例。图15(A)、(B)、(C)是从可变电抗电路观察阻抗变换电路 30侧得到的阻抗位于史密斯圆图的第2象限或第3象限时的可变电抗电路的示例。

图16是史密斯圆图上示出图14(A)、(B)、(C)以及图15(A)、 (B)、(C)所示的电路的阻抗的移动路径的示例的图。

在从可变电抗电路观察阻抗变换电路30侧得到的阻抗在图16中位于点Pa1时，使用图14(A)所示的电路构成。即，通过并联连接的电容器 Cp以及串联连接的电容器Cs来进行阻抗匹配。

在从可变电抗电路观察阻抗变换电路30侧得到的阻抗在图16位于点 Pb1时，使用图14(B)所示的电路构成。即，通过并联连接的电容器Cp 以及串联连接的电感器Ls来进行阻抗匹配。

在从可变电抗电路观察阻抗变换电路30侧得到的阻抗在图16中位于点Pc1时，使用图14(C)所示的电路构成。即，通过并联连接的电感器 Lp以及串联连接的电容器Cs来进行阻抗匹配。

在从可变电抗电路观察阻抗变换电路30侧得到的阻抗在图16中位于点Pa2时，使用图15(A)所示的电路构成。即，通过串联连接的电容器 Cs以及并联连接的电感器Lp来进行阻抗匹配。

在从可变电抗电路观察阻抗变换电路30侧得到的阻抗在图16中位于点Pb2时，使用图15(B)所示的电路构成。即，通过串联连接的电感器 Ls以及并联连接的电容器Cp来进行阻抗匹配。

在从可变电抗电路观察阻抗变换电路30侧得到的阻抗图16中位于点 Pc2时，使用图15(C)所示的电路构成。即，通过串联连接的电容器Cs 以及并联连接的电容器Cp来进行阻抗匹配。

如以上所示那样，通过串联连接的电抗元件以及并联连接的电抗元件来进行阻抗匹配。然后，通过开关来切换串联电抗元件或并联电抗元件，以使串联连接的电抗元件以及并联连接的电抗元件的值成为与频率带相应的给定值。特别在用开关切换值不同的并联连接的多个电抗元件的情况下，总是连接阻抗最高的元件，用开关连接阻抗低于该元件的阻抗的元件。由此，由于一直连接的元件不经由开关，因此不受到开关的损耗(失真)。另外，能将开关的切换次数(信号所通过的开关的数量)设为最小限，能减小开关中的损耗，还能使用廉价开关。

《第4实施方式》

图17是第4实施方式所涉及的天线匹配电路52以及天线装置103的电路图。该天线装置103由天线元件20和天线匹配电路52构成。在天线匹配电路52的供电电路连接部FC连接供电电路10，在天线元件连接部 AC连接天线元件20。天线匹配电路52具有与天线元件20侧连接的阻抗变换电路31以及与供电电路10侧连接的可变电抗电路41。

阻抗变换电路31由变压器耦合了的第1电感元件L1以及第2电感元件L2构成。

可变电抗电路41包含串联连接的电容器C0、C1、并联连接的电容器 C2、C3、以及开关SW。

图18是上述阻抗变换电路31的等效电路图。阻抗变换电路31如图 18所示那样，能视作由3个电感元件Ls1、Ls2、Lm所构成的T型电路和理想变压器IT构成的电路。在此，电感元件Lm是励磁电感，电感元件 Ls1是1次侧的漏电感，电感元件Ls2是换算到1次侧的2次侧的漏电感。若漏电感Ls1、Ls2小，则与图2(C)所示的电路同样地，在并联连接的电感元件Lm的作用下，经由阻抗变换电路31观察天线元件20得到的阻抗的轨迹在史密斯圆图上主要位于第1象限。因此，能在与第1实施方式的情况同样的可变电抗电路的作用下进行阻抗匹配。

《第5实施方式》

图19是第5实施方式所涉及的天线匹配电路模块150的概略主视图。该天线匹配电路模块150由变压器部130和开关切换电路140构成。变压器部130是在层叠多个电介质基材层而成的层叠坯体设置导体图案所构成的芯片。在层叠坯体的内部形成构成例如图4所示的阻抗变换电路30的各种导体图案。另外，在层叠坯体的内部形成构成可变电抗电路的电容器图案等各种电抗元件。在变压器部130的上表面形成用于搭载开关切换电路140的电极。在变压器部130的下表面形成安装用电极。

开关切换电路140例如是SP3T的FET开关的芯片。该开关切换电路 140搭载在变压器部130的上表面。

另外，可变电抗电路也可以通过在变压器部130的上表面搭载贴片电容器、贴片电感器而构成。

通过如此将天线匹配电路模块化，能使天线匹配电路小型化，另外与此相伴的损耗变小。

通过将如此模块化的天线匹配电路模块150安装在电路基板，能容易地构成天线匹配电路。

《第6实施方式》

图20是表示第6实施方式所涉及的便携电话终端等无线通信装置201 的构成的图。在该图20中仅表征了无线通信装置201的筐体内的主要部。在筐体内设置天线元件20以及电路基板，在电路基板形成接地导体60来设置天线匹配电路50以及作为无线通信电路的供电电路10。

天线元件20构成从供电电路10连接2个辐射元件20a、20b的T分支型的天线。辐射元件20a被设计得成为在LowBand(700MHz～960MHz 频带)下进行λ/4谐振(λ：LowBand的波长)那样的电长度。辐射元件 20b被设计得成为在HighBand(1.7GHz～2.1GHz频带)下进行λ/4谐振 (λ：HighBand的波长)那样的电长度。另外，该天线的动作原理只是一例。例如关于HighBand，也可以设计成在辐射元件整体(20a+20b)进行 (3/4)λ谐振。

在以上所示的各实施方式中示出在LowBand中分别匹配到700MHz 频带、800MHz频带、900MHz频带的示例，但同样也可以对HighBand (1.7GHz～2.1GHz频带)运用。在该情况下，对应于HighBand中的天线元件20的特性来构成阻抗变换电路30以及可变电抗电路40即可。

标号的说明

C0、C1、C4、C5 串联电容器

C2、C3 并联电容器

AC 天线元件连接部

FC 供电电路连接部

G 接地端子

IT 理想变压器

T0、T01、T02 阻抗轨迹

T1 阻抗轨迹

T21、T22、T23 阻抗轨迹

L0 并联电感器

L1 第1电感元件

L1A、L1B、L1C、L1D 导体图案

L2 第2电感元件

L2A、L2B 导体图案

L6 串联电感器

LP1 第1环状导体

LP2 第2环状导体

LP3 第3环状导体

LP4 第4环状导体

M 匹配部

P1 第1端口

P2 第2端口

RC 可变电抗部

SW1、SW2、SW3、SW4、SW5、SW6 开关

Z1、Z2、Z3 电感元件

10 供电电路

20 天线元件

20a、20b 辐射元件

30、31 阻抗变换电路

40、41、42 可变电抗电路

50、51、52 天线匹配电路

60 接地导体

101、102、103 天线装置

130 变压器部

140 开关切换电路

150 天线匹配电路模块

201 无线通信装置