切换式电容电路的制作方法

本发明是有关于一种切换式电容电路。

背景技术：

切换式电容电路通常包含两个开关及一个电容，此电容耦接在两个开关之间，并藉由在两个周期中分别导通这两个开关，以分别对此电容进行充电或放电。然而，在切换这两个开关的时候，使用mos作为开关容易产生电荷注入(charge-injection)的现象。详细的说，mos开关在导通的时候，通道上会有电荷的流通，而在mos开关导通或不导通的瞬间，通道上的电荷会流进或流出，而电荷的流动会改变mos开关两端的节点的电压造成误差。mos开关通道中的电荷是与vgs相关，因此，如果mos开关耦接至一输入端，输入端的电压变化会造成此mos开关的vgs改变而在通道中产生不同的电荷，也就是说此mos开关会产生与输入电压相关的(input-dependence)电荷注入效应。又因为与输入电压相关的电荷注入效应通常是非线性的，容易造成较差的总谐波失真(totalharmonicdistortion,thd)。因此，有必要提供一种消除与输入电压相关的电荷注入效应的切换式电容电路。

技术实现要素：

根据本发明的一实施例，提供一种切换式电容电路。切换式电容电路包含一第一电容、一第一开关、一放大器电路、一第二开关以及一第二电容。第一电容具有一第一端及一第二端。第一开关耦接在一输入端及第一电容的第一端之间。放大器电路具有一第一输入端、一第二输入端及一输出端。第二开关耦接在第一电容的第二端以及放大器电路的第一输入端之间。第二电容耦接在第一电容以及一接地端之间。其中在一第一周期中，第一开关为导通而第二开关为不导通。在一第二周期中，第一开关为不导通而第二开关为导通。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的 限定。

附图说明

图1绘示依据本发明第一实施例的切换式电容电路的电路示意图。

图2绘示依据本发明第二实施例的切换式电容电路的电路示意图。

图3绘示依据本发明第三实施例的切换式电容电路的电路示意图。

图4绘示依据本发明第四实施例的切换式电容电路的电路示意图。

图5绘示依据本发明第五实施例的切换式电容电路的电路示意图。

其中，附图标记

100、200、300、400、500：切换式电容电路

110：放大器电路

vin：输入端

p1、p2、p3、p4、p4’：开关

c1、c2、c3、c3’：电容

op1：运算放大器

vout：输出端

v-、v+：放大器的输入端

a、b：端点

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明技术方案进行详细的描述，以更进一步了解本发明的目的、方案及功效，但并非作为本发明所附权利要求保护范围的限制。

图1绘示依据本发明第一实施例的切换式电容电路的电路示意图。切换式电容电路100包含一电容c1、一开关p1、一放大器电路110、一开关p2以及一电容c3。在此实施例中，放大器电路110为一积分器电路，可包含运算放大器op1及电容c2。电容c1具有一第一端a及一第二端b。开关p1耦接在一输入端vin及电容c1的第一端a之间。放大器电路具有一第一输入端v-、一第二输入端v+及一输出端vout。开关p2耦接在电容c1的第二端b以及放大器电路的第一输入端v-之间。电容c3耦接在电容c1以及一接地端之间。 在图1中，电容c3耦接在电容c1的第二端b以及接地端之间。

在一第一周期中，第一开关p1为导通而第二开关p2为不导通。此时，电容c1和电容c3接收输入端vin的输入电压而被充电。在一第二周期中，第一开关p1为不导通而第二开关p2为导通。电容c3会放电而将电荷分享到放大器电路包含的运算放大器和电容c2上。在此例中，开关p1的阻抗为ron，电容c1的阻抗为1/jωc1，电容c3的阻抗为1/jωc3。因为开关p1和p2的开关的切换频率高频，例如几ghz。因此在本发明中，可设定c3的电容值以使1/jωc3<<ron，以使从电容c1的第二端b看过去为开关p1串联电容c1(阻抗为ron+1/jωc1)再并联电容c3(阻抗为1/jωc3<<ron)，因为电容c3的阻抗在高频的时候相较于开关p1很小，所以并联电容c3之后从第二端b看过去整体的阻抗就会变小而大大消除了输入端vin对开关p1造成的电荷注入效应。

图2绘示依据本发明第二实施例的切换式电容电路的电路示意图。在此实施例中，切换式电容电路200与图1的切换式电容电路200的区别在于，切换式电容电路200更包含开关p3及开关p4。开关p3耦接在电容c1的第二端b与接地端之间。开关p4，耦接在第一电容c1的第一端a与接地端之间。在此实施例中，开关p3会比开关p1提早一段时间导通，开关p3也会比开关p1提早一段时间切换为不导通。因此，在开关p3切换为不导通而开关p1仍然为导通时，电容c1的第二端b变为浮接状态而无法继续累积电荷，之后开关p1切换为不导通时，即使开关p1会有残留的电荷流进电容c1的第一端a，但是电容c1两端a和b之间的跨压仍会保持不变，因此开关p1的电荷注入效应就不会影响到电容c1储存的电荷。同样的，开关p4会比开关p2提早一段时间导通，开关p4也会比开关p2提早一段时间切换为不导通，因此电容c1两端a和b之间的跨压也可保持不变而不会有输入端vin对开关p1造成的电荷注入效应的影响。

请再参照图3，图3绘示依据本发明第三实施例的切换式电容电路的电路示意图。图3的切换式电容电路300与图2的切换式电容电路200的区别在于，电容c3’耦接在电容c1的第一端a以及接地端之间。在此例中，从电容c1的第一端b看过去为开关p1并联电容c3，由于电容c3的阻抗在高频的时候相较于开关p1很小(1/jωc3<<ron)，所以并联电容c3之后可消除输入端 vin对开关p1造成的电荷注入效应。

请再参照图4，图4绘示依据本发明第四实施例的切换式电容电路的电路示意图。图4的切换式电容电路400与图3的切换式电容电路300的区别在于，开关p4’耦接在电容c1的第一端a与输出端vout之间。图4的切换式电容电路400与上述实施例仅为电路结构不相同，操作的方式相似，可藉由开关p1并联电容c3’而消除输入端vin对开关p1造成的电荷注入效应。并且，开关p4’并联电容c3’也可消除输出端vout对开关p4’造成的电荷注入效应。

图5绘示依据本发明第五实施例的切换式电容电路的电路示意图。图5的切换式电容电路500与图4的切换式电容电路400的区别在于，电容c3’耦接在电容c1的第一端a以及接地端之间。图5的切换式电容电路500与上述实施例仅为电路结构不相同，操作的方式相似，可藉由开关p1串联电容c1再并联电容c3而消除输入端vin对开关p1造成的电荷注入效应。并且，开关p4’串联电容c1再并联电容c3也可消除输出端vout对开关p4’造成的电荷注入效应。

在上述实施例中，此放大器电路110为一积分器电路，然而本发明不以此为限，可使用其他电路结构实现此放大器电路110，并不限制放大器电路的类型或者电路结构。

根据上述实施例，提供了多种切换式电容电路，可藉由在耦接到一会产生电荷效应的开关的电容上再并联一电容而消除输入端或输出端造成的电荷注入效应。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。