减少电源噪声转换成相位噪声的装置和方法与流程

本发明的实施例涉及电子电路，更具体而言，涉及减少模拟PLL中的VCO推进。

背景技术：

压控振荡器(VCO)提供电压依赖频率的信号，并且可以在射频(RF)和音频应用中使用。在一个应用中，VCO可用于锁相环(PLL)，用于将调谐电压转换为锁定频率。在PLL中，VCO转换相位检测器的误差电压，并锁定输出频率。频率调制的信号可以由使用来自VCO的调谐电压的PLL进行解调。

在另一应用中，VCO可以用作电压至频率转换器。在这种情况下，具有调谐电压和频率之间的可预见高度线性关系的VCO用于提供频率的输出电压，作为输入调谐电压的函数。

技术实现要素：

在一个方面，一种装置包括VCO和过滤器。VCO具有被配置成接收电源电压的供给节点，配置成接收调谐电压的调谐端口，以及被配置为提供具有VCO输出频率的输出信号的输出端口。该过滤器具有电连接到调谐端口的输出端口。该过滤器被配置为提供具有过滤器供给注入分量的调谐电压，使得所述过滤器供应注入分量响应于电源电压的变化而补偿VCO输出频率的变化。

VCO和过滤器可以是集成阶段锁相环的一部分。

VCO可以进一步包括电连接在所述输出端口和所述调谐端口之间的电压控制电路元件，使得所述输出端口和所述调谐端口之间的元件电压控制所述压控振荡器的输出频率。该压控电路元件可以是变容二极管。

该输出信号可具有VCO的共模电源噪声分量。此外，过滤器供给注入分量可以相称于VCO共模电源噪声分量，使得元件的电压变化被降低。

过滤器可以进一步包括第一阻抗和第二阻抗。第一阻抗和第二阻抗可以串联电连接以形成电源节点和公共节点之间的分隔，使得分频器具有电连接到所述滤波器的输出端口的分频器节点。第一和第二阻抗可以是电容器。

分频器可以被配置为在分频器节点提供所述滤波供给注入分量，使得供给注入分量至少部分依赖于第一阻抗和第二阻抗。

基于在VCO的输出节点的输出信号到电源节点的噪声信号的VCO传递特性，分频器可以在分频器节点提供过滤器供应注入分量。

在另一个方面，一种设备包括VCO和过滤器。VCO包括：电源节点、调谐端口、第一输出端口和第二输出端口。该过滤器包括：第一阻抗和第二阻抗。调谐端口被配置成接收调谐电压。第一输出端口被配置为提供具有VCO输出频率的第一输出信号。第二输出端口被配置为提供在相对互补于第一VCO输出信号和具有所述VCO输出频率的第二输出信号。第一阻抗电连接在电源节点和调谐端口之间；和第二阻抗电连接在接地节点和调谐端口之间。第一阻抗和第二阻抗被配置为提供调谐电压，具有从电源轨到调谐口的滤波器供给注入分量；和过滤器供给注入分量减少VCO的供应推进。

VCO可以进一步包括第一压控电路元件和第二压控电路元件。第一压控电路元件可电连接在第一输出端口和所述调谐端口之间，并且可以电连接第二输出端口与调谐口之间的第二电压控制电路元件。VCO的输出频率可以被确定，至少部分地由所述第一输出端口和所述调谐端口和第二输出端口和调谐端口之间的第二差分电压之间的第一差电压。

第一电压控制电路元件和所述第二受电压控制的电路元件可以是变容二极管。

第一输出信号可具有的VCO的共模供给注入组分；和第二输出信号可以具有在VCO共模供给注入分量。过滤器供给注入部件可以是到VCO共模供给注入分量相称，使得在所述第一差分电压，并且由于在所述VCO共模供给注入元件的差异，第二差分电压的变化被降低。

过滤器可以锁相环电荷泵与VCO使得调谐电压具有PLL调谐部件之间。第一差分电压和第二差分电压可以响应于在PLL调谐组件，使得PLL调谐组件控制VCO的输出频率的变化而变化。

第一阻抗可以是具有第一电容的电容器，和第二阻抗可以是具有第二电容的电容器。过滤器的滤波器响应可以被确定，至少部分地由所述第一和第二电容的总和。第一阻抗和第二阻抗可以串联电连接以形成电源节点和接地节点之间的电容器分压器。电容器分压器可以被配置为提供具有从供电轨的过滤器供给注入分量到调谐端口的调谐电压。

过滤器供给注入部件可取决于第一电容，第二电容和电源电压。电容器分压器可以提供基于所述第一输出信号的电源节点的噪声信号的第一传递特性的滤波器供给注入分量。第一输出信号到电源节点的噪声信号的第一传递特性可以等同于第二输出信号到电源节点的噪声信号的第二传输特性。

在另一个方面，压控振荡器电路包括振荡器和过滤器。振荡器接收具有可变成分和输入电压的电源电压，并提供具有频率的输出信号。该振荡器包括具有基于输入电压和电源电压的可变阻抗的至少一个有源阻抗组件的阻抗电路，使得在输入电压和电源电压改变有源阻抗元件的阻抗，从而改变输出信号的频率。该过滤器提供输入电压到振荡器，并且该过滤器接收电源电压。电源电压的滤波分量被提供给来自过滤器的所述阻抗电路，以抵消由所述至少一个有源阻抗组件所接收的电源电压的可变分量。

过滤器可以包括电容滤波器，它提供电源电压和输入电压之间以及输入电压与地之间的电容。

附图说明

提供这些附图和相关的描述说明本发明的具体实施例，并且不意图是限制性的。

图1A是本文的教导中使用的示例VCO。

图1B是根据本文的教导的图1A的VCO的共模等效示意图。

图1C是根据这里的教导在图1B中的共模等效示意图的小信号阻抗示意图。

图2是根据在此教导的VCO的系统图。

图3是根据在此的教导的VCO模型和滤波器的PLL的系统图。

图4A是示出根据本文教导的补偿系数的系统级合成方法的过滤器的系统图。

图4B是根据一个实施例的滤波器的阻抗示意图。

图4C是根据另一个实施例的滤波器的阻抗示意图。

图4D是根据图4B的实施例的滤波器的电路示意图。

图5是比较本文教导的实施例的模拟相位噪声与载波偏移频率的相对曲线图。

图6是根据本文的教导包括具有电容分压器的环路滤波器的PLL的顶层框图。

图7是根据实施例的VCO电源推进增益K_VDD对补偿系数β的曲线图。

具体实施方式

实施例的以下详细描述提出了本发明的具体实施例的各种描述。然而，本发明可以以许多不同方式来实施，如由权利要求书所定义和所覆盖。在此描述中，参考附图，其中相同的参考数字可以指示相同或功能相似的元件。

电压控制振荡器(VCO)可用于提供具有依赖于所施加的调谐电压的振荡频率的输出信号。为了提供有用的输出信号，VCO需要电源，诸如电池或稳定DC电压源。调谐电压和信号输出频率之间具有预定关系。然而，电源电压和振荡频率之间也具有意外关系。

当VCO的信号输出频率敏感于电源电压时，在电源电压的变化引起输出频率的变化。这被称为VCO推进，其中电源电压中的不可避免噪声诱导输出频率的相位噪声。VCO推进的测量表示在每伏特频率的单位，具有正或负系数。此外，如本领域的普通技术人员可以理解的，VCO推进也可以称为“供给注入噪声转换为相位噪声”、“供应推进”、“频率推进”或“VCO电源推进”。

减少VCO推进的一种办法来是通过使用片外去耦电容或具有良好的电源抑制比(PSRR)的片上集成低压降稳压器(LDO)而降低电源噪声量。然而，LDO是消耗额外的芯片面积以及功耗的电压调节器；此外，片外去耦电容增加额外的元件成本，同时也消耗空间。

因此，有必要以区域有效的方式减少VCO推进，而不使用电压调节器或去耦电容器。

本文提供用于降低电源噪声转换为相位噪声的装置和方法。减少电源噪声转换相位噪声是指减少VCO推进，并且通过在VCO的调谐节点故意引入噪声实现，以便它抵消噪声或跨越电压控制型元件的噪声信号，如变容二极管。电压控制型元件两端的噪音或噪声信号可以是在第一端的共模电压以及在调谐节点有意引入的噪声之间的差异。如从数学分析来示出，有意引入的调谐节点上的噪声可以通过创建滤波器电路来实现，它可以补偿供给推进。这又导致了通用电路的合成方法，用于创建补偿VCO供给推进的过滤器。

图1A是本文教导中使用的示例VCO 140。VCO 140是范德波VCO。VCO 140具有在NFET 152和NFET 154的主体连接的源的交叉耦合的n沟道场效应晶体管(NFET)对。NFET 152和NFET 154被交叉耦合，使得NFET 152的栅极电连接到NFET 154的漏极，而NFET 154的栅极电连接到NFET 152的源极。NFET 152和NFET 154的源极被连接到第一电源V_SS的漏极。NFET 152的漏极进一步连接到反相输出端口，而NFET 154的漏极连接到非反相输出端口。

VCO 140还具有在PFET 142和PFET 144的主体连接的源的交叉耦合p沟道场效应晶体管(PFET)对。PFET 142和PFET 144交叉耦合，使得PFET 142的栅极电连接到PFET 144的漏极，而PFET 144的栅极电连接到PFET 142的源极。PFET 142和PFET 144的源极被连接到第二电源V_DD的漏极。PFET 142的漏极进一步连接到所述反相输出端口，而PFET 144的漏极连接到非反相输出端口。

谐振电路146电连接在非反相输出端和反相输出口之间。变容二极管148被电连接在反相输出端口和调谐口之间，和变容二极管150电连接在同相输出端口和调谐端口之间。

非反向输出端口提供同相振荡信号Vp加上共模信号V_CM。反相输出端口提供反相振荡信号Vn加上共模信号V_CM。同相振荡器信号Vp与振荡器反相信号Vn具有部分由NFET 152和154，PFET 142和144，储能电路146以及变容二极管148和150的特性和阻抗部分确定振动的频率。调谐电压Vtune可以应用到调谐端口，从而改变所述变容二极管148和150的电容；在这样做时，振荡的频率由调谐电压Vtune控制。

尽管在图1A中没有示出，振荡电路146可以使用能量存储元件(包括电容，电感，和/或互连电路，诸如带状线)来实现。

图1B是根据本文教导的图1A的VCO的共同模式等效概略图160。图1B示出了NFET 164，PFET 162和变容二极管166。共模示意图160可以用作图1A的VCO 140的分析共模表示。在共模示意图160中，NFET 164表示NFET 152和NFET 154，由此NFET 164的栅极和漏极连接到共模端口。此外，共模端口可以表示短接在一起的反相和同相输出端口。同样，PFET 162可以代表PFET 142或PFET 144，由此栅极和PFET 162的漏极连接到共模端口。另外，可变电抗器166可以表示变容148或变容150，由此变容二极管148被连接在调谐端口和共模端口之间。

如图1B所示，PFET 162连接在第二供应V_DD和共模口之间，和NFET 164连接在第一电压V_SS和共模口之间。凭借NFET 164和PFET 162的这些连接和阻抗，在第一和第二耗材V_SS和V_DD的交流电(AC)变化的形式的共模噪声分量可以出现在共模端口。

图1C是根据这里的教导的图1B所示的共模当量的小信号阻抗概略图170。在图1C中，NFET 164被连接在第一电源V_SS和共模端口之间的阻抗Z₂ 174建模，和PFET 164由仿照由连接在第二电源V_DD和共模口之间的阻抗Z₁ 172建模。通过使用阻抗分分析，下面的等式(等式1A)可以导出用于具有推进V'_CM的共模电压。

其中，V_CM是由于在第一和第二电源电压V_SS和V_DD的共模电压，无噪音，以及N_VDD是从第一和/或第二电源电压的噪声电压。噪声电压表示在电源电压的变化，可以引起推进，振荡器频率的变化，如上所述。通过重写在供应推进系数α方面的阻抗的分频比，等式1A可以改写如下：

V′_CM＝V_CM+α·N_VDD 等式1B

变容二极管可以具有通过其两端的电压来确定电容C_VAR。在变容二极管和在变容二极管的另一端子的第二电压V_-的一端限定第一电压V₊，变容管电容C_VAR可以由等式2给出：

C_VAR＝h(V₊-V_-) 等式2

其中，h(·)是非线性电容传递函数。

通过识别所述具有推进V'_CM的共模电压的第一电压V₊以及具有调谐电压Vtune的第二电压V_-，变容管电容C_VAR可以写成如下(式3A)：

C_VAR＝h(V′_CM-V_tune). 等式3A

使用等式1B，等式3A可改写为

C_VAR＝h([V_CM+α·N_VDD]-V_tune) 等式3B

并重新排列项，等式3B变

图2是根据在此教导的VCO的系统图200。系统图包括求和点312、增益块314、差分结318和VCO传递函数块316。如在图2中所示，求和结点318示出第一和第二供给V_SS和V_DD的噪声的总和。求和噪声或推进由噪声电压N_VDD表示，并乘以所述推系数α；供应推进噪声项α·N_VDD添加到Vtune，以给出V'tune，从等式3C的推进的调谐电压证。这里，Vtune可以表示无推进的调谐电压，也可以称为未损坏的调谐电压。

通过求和点312，系统图200涉及未破坏的调谐电压Vtune和具有推进V'tune的调谐电压，这增加增益块314的输出噪声与未破坏的调谐电压Vtune。另外，具有推进V'tune的调谐信号乘以由‘s’划分的VCO传递函数Kvco，以产生VCO输出相位在这里，“s”表示整数在s平面的拉普拉斯变换。此外，K_VCO具有频率除以伏的单位。系统图200可以表示VCO的输出将具有由于具有推进V'tune的调谐信号的相位和频率的变化。

传递函数值的估计值，推进系数α，可以从理论衍生SPICE(带有集成电路重点模拟程序)模拟，或从通常的做法实验室测量。推进系数α的典型值可以是0.5；然而，对于具有组中心抽头偏压的NMOS交叉耦合对，α可以是几乎等于1。在其它电路配置中，α可以是近0。α值的范围可以是0和1之间。

图3是根据这里的教导，具有VCO 200和滤波器320的PLL 300的系统图。该PLL 300包括相位频率检测器(PFD)302，电荷泵(CP)304，滤波器块320，和压控振荡器200。滤波器块320包括低通滤波器(LPF)306，求和结308，和增益块310。VCO 200包括求和点312、增益块314、求和结318和VCO传递函数块316。

在稳定状态时，通过调节泵向上和向下信号UP、DN，PLL 300比较并锁定相位基准信号和VCO相位输出响应于所述泵上升信号UP和向下信号DN，电荷泵(CP)304在低通滤波器(LPF)306的输入提供泵电流信号Iin。求和结点308添加补偿项βN_VDD到未被破坏的调谐电压Vtune，以便补偿该供应推噪声术语α·N_VDD。

等式4A和4B示出具有图3的VCO 200的滤波器320的系统级分析的产生等式。这些方程量化推进噪声和补偿项为推进系数α减去补偿系数β乘以推进噪声电压N_VDD的差。

V′_tune＝V_tune-α·N_VDD+β·N_VDD 等式4A

和

V′_tune＝V_tune-(α-β)·N_VDD。 等式4B

因此，推进因子可以定义为推进系数α减去补偿系数β；和减少在PLL的VCO和/或VCO的推进成为用于创建补偿系数β的电路的实际实现。因此，这里的教导描述用于实现补偿系数β电路和滤波电路。

图4A是示出具有根据这里的教导，具有补偿系数β的系统级合成方法的过滤器320的系统图。如关于图3描述地，降低供给推进的方式是通过实现提供补偿系数β等于或几乎等于推进系数α的电路而减少等式4B中的术语(α-β)。图4A示出了系统级理论，用于通过将补偿系数β引入到具有一个理想的低通滤波器(LPF)306的过滤器320而减少推进。

图4B是根据一个实施例的滤波器320的阻抗示意图。阻抗示意显示了实用滤波器电路，既能操作作为用于VCO的调谐电压的滤波器，也可以配置成生成补偿系数β。该过滤器320包括连接在第二电源V_DD和滤波器的输入/输出端口之间的第一阻抗410，和连接在第一电源V_SS和滤波器的输入/输出口之间的第二阻抗412。滤波器的输入/输出端口接收泵浦电流信号Iin，并提供电压V_OUT。

第一阻抗410和第二阻抗412的值的选择可以调整以实现图4A所示的合成配置。该滤波器的传递函数可以做成等于Z₁₀，同时还引进补偿项βN_VDD。如图4B中所示的合成方法使用具有由补偿系数β除以等于Z₁₀的值的第一阻抗410，并具有等于Z₁₀除以单元减去补偿系数β的值的第二阻抗412。

比较图4B至图4A，可以看出，凭借其阻抗形成的分频比，该补偿系数β通过第一阻抗410和第二阻抗412引入。分压比被合成为等于补偿系数β，使得从第二电源V_DD和/或第一电源V_SS的推进噪声电压N_VDD相乘β并提供到输入/输出端口。如图4B所示，第一阻抗410与第一阻抗410和第二阻抗412的总和的分压比给出βN_VDD的所需数学结果。

此外，通过与图4A相比，图4B显示，输出电压V_OUT与泵输入电流Iin之间的滤波器传递函数等于具有值Z₁₀的并联阻抗。另外，参考图4A，图4B可以提供用于产生滤波器320以补偿VCO 200的推进系数α的电路合成方法。并联阻抗Z₁₀可以具有被动元件(诸如，电容器)来形成。

虽然，图4B的滤波器320示出了第一阻抗410和第二阻抗412，更复杂的滤波网络可利用附加的阻抗来合成。串联连接在第一电源V_SS和第二电源V_DD之间的串联阻抗可以被布置以取代在T形网络和/或丕网络中的分流元件。以这种方式，网络滤波器的传递函数可以保留，并同时允许引入补偿系数。例如，图4C示出了使用上述的合成批准高阶滤波器的例子。

图4C是根据另一个实施例的滤波器320的阻抗示意图。该过滤器320包括形成滤波器网络的第一阻抗420，第二阻抗422，第三阻抗423，第四阻抗424和第五阻抗426，它可以比图4B的滤波器320较高阶。如图4C所示，第一阻抗420和第二阻抗422被连接在第一电源V_SS和第二电源V_DD之间，以便产生具有Z₂₁的等效分流阻抗的滤波器分流元件，同时还引入第一补偿系数β₁。另外，如图4C所示，第四阻抗424和第五阻抗426被连接在第一电源V_SS和第二电源V_DD之间，以便产生具有Z₂₂的等效分流阻抗的滤波器分流元件β₂，同时还引入第二补偿系数。第三阻抗423是滤波器320的阻抗Z₂₃的一系列元件。引入两个补偿系数β₁和β₂可以有利地允许消除或减少VCO 200中的推进系数α的作用的附加自由度。

图4D是根据图4B的实施例的滤波器320的电路示意图。图4D的滤波器320包括第一电容器430和第二电容器432，从而实现图4B的滤波器320的第一阶滤波电容器实现。

图5是比较本文教导的实施例的模拟相位噪声与载波偏移频率的相对曲线图。在所有情况下，VCO推进的SPICE仿真在具有VCO和低通环路滤波器(具有电容器分频器)的PLL进行。模拟变化的参数是电源噪声N_VDD和补偿系数β。

案例710是无电源噪声注入的VCO的模拟相位噪声的阴谋，并可以代表模拟的理想无噪声电源的限制。案例702和案例704是相位噪声仿真，其中不成比例的大量噪声故意注入在VCO电源，具有电源噪声是结果的主导噪声源的目的。案例702对应于具有典型的环路滤波器的PLL，以及补偿系数β设置为等于零。案例704对应于PLL，类似于案例702，除了补偿系数β被设定为大致相等或值非常接近于推进系数α。案例706是相似于案例702，因为它具有案例710的相位噪声；但案例706使用不同量的电源噪声，并设置补偿系数β等于零。在案例706，不同量的电源噪声可以是表示电源噪声的现实或实际量的量。案例708类似于案例706，除了补偿系数β设定为大致相等或值非常接近于推进系数

图6是PLL 600的顶层框图，包括根据本文教导的电容分压器的环路滤波器320。该PLL 600具有相位频率检测器(PFD)602，其比较参考频率的信号f_ref与分频块610的输出的频率信号f_div。PLL可锁定频率信号f_div为定到基准信号频率f_ref，从而提供频率为f_vco的输出信号，它是N倍f_ref。PFD 602提供信号UP和DN到电荷泵(CP)304，而这又提供电流信号Iin到环路滤波器320的输入。响应于电流信号Iin，环路滤波器320在环路滤波器320的输出提供输出电压Vout。压控振荡器(VCO)200，响应于提供给VCO 200的调谐端口的Vout，在VCO 200的输出端口提供频率为f_vco的输出信号。输出电压Vout。可以等于图1A的调谐电压Vtune。

在PLL 600中，第一和第二供给V_SS和V_DD的VCO通过在经由信号Vout的调谐端口有意引入噪声而降低推进。由第一电容器430和第二电容器432形成的电容器分压器允许从第一和第二供给V_SS和V_DD的噪声提供给压控振荡器200的调谐端口。

图7是根据实施例的SPICE模拟VCO电源推进增益K_VDD 702与补偿系数β的曲线图700。如图700所示，接近至0.5的β值可以通过几乎系数α减少供给推进增益K_VDD。减少K_VDD的可对应于减少推进系数a和补偿系数β之间的差，如上所述。

应用

采用具有滤波器电路的上述压控振荡器以减少VCO推压的设备可以被实现为各种电子设备。电子设备的示例可以包括(但不限于)消费电子产品，消费者电子产品的零件，电子测试设备等。电子设备的示例也可以包括光网络或其它通信网络的电路。消费电子产品可包括(但不限于)汽车、摄像机、照相机、数码相机、便携式存储器芯片、洗衣机、干衣机、洗衣机/干衣机、复印机、传真机、扫描仪、多功能外围设备等。此外，电子设备可以包括未完成的产品，包括那些用于工业、医疗和汽车应用。

前面的描述和权利要求中可以指元件或特征为被“连接”或“耦合”在一起。如本文中所使用的，除非明确声明，否则，“连接”的意思是一个元件/特征是直接或间接地连接到另一个元件/特征，并且不一定是机械连接。同样地，除非明确声明，否则“耦合”意指一个元件/特征直接或间接地联接到另一个元件/特征，并且不一定是机械连接。因此，虽然在附图中所示的各种原理图描绘元件和部件的示例布置，附加的居间的元件，设备，特征或组件可以存在于实际的实施例方案中(假设所描绘的电路的功能性没有产生不利影响)。

尽管本发明已经在某些实施方案中进行了描述，对本领域的普通技术人员是显而易见的其他实施方案(包括不提供所有的本文所阐述的特征和优点的实施例)也在本发明的范围之内。此外，上述的各种实施例可被组合以提供进一步的实施方式。此外，在一个实施例的上下文中所示的某些特征可以被并入其它实施例。因此，本发明的范围仅通过参考所附权利要求限定。