本发明涉及通信领域，尤其涉及一种动态比较器及其失调校准的方法。
背景技术：
随着现代数字系统数据处理速度的不断提升，高性能的a/d转换器成为一种必然的发展趋势。作为a/d转换器的基本模块之一，比较器的电路设计技术和性能优化也非常重要。其中，全动态比较器由于其低功耗、高速、与深亚微米工艺更好兼容的特点，在高性能、低功耗a/d转换器电路中得到越来越多的应用。然而，全动态比较器也具有失调较大的缺点，特别是随着cmos工艺尺寸的缩小，失调会变得更加严重，逐渐成为制约a/d转换器性能的主要瓶颈之一。为了降低全动态比较器的失调，可以采用大尺寸的集成元件，但这会增加面积和负载，另一种方法是采用失调校准技术，通过对失调的测量和调整抵消，可以以比较小的比较器面积，实现较高的比较精度。全动态比较器失调校准通常需要在校准辅助电路和校准逻辑的支持下工作，并需要一定的校准时间和附加功耗。
一种校准技术的优劣，主要通过校准后电路的性能、因校准而增加的面积和功耗、以及校准时间来综合衡量。
图1是一种传统的动态比较器失调校准电路，其原理是通过调整预放大差分输出端的负载电容来调整输入管阈值电压以抵消比较器原有的失调电压。负载电容的调节可通过可配置电容阵列cp和cn来实现。可配置电容阵列由m个电容与开关串联的单元构成，如果开关接通，则该单元的电容并入负载电容，否则，该单元的电容不构成负载。通常，开关控制信号来自m-bit存储器的输出，存储器的内容通过一个上电校准控制电路来获得。这里m的值由失调电压校准范围和校准精度来确定。而且，校准范围越大，精度越高，则所需的m就越大。
图2是另一种传统的动态比较器失调校准电路，其工作原理是通过调整差分支路的电流来校准比较器失调。在电路实现上，该校准技术通过调整辅助输入差分对管m1和m2的栅极电压差来补偿失配。m1管的栅极接固定电压值，m2管的栅极连接电压保持电容ch，其电压由校准电路来控制。当电路处于校准模式时，比较器两输入端短接共模信号，电路的失调电压被放大并比较输出，从而来控制外控电流源从电容ch抽取或者注入电流。如果电流源向ch注入电流，那么会增加m2的栅极电压，增大其放电电流。辅助输入管电流的不匹配被用来补偿比较器本身的失调。通过多个周期的比较与补偿，可以将比较器失调减小到一个比较小的范围。这里电压保持电容ch的容值由比较器失调的校准精度决定，校准精度越高，ch的容值越大。
可以明显看出，传统校准方法一的缺点是需要增加可配置电容阵列、存储器和逻辑控制器，其面积与校准范围和校准精度均成正比；增加的预放大电路负载电容会降低比较器的速度。但是此方法单次校准即可永久使用，无需刷新，无额外的功耗。传统校准方法二需要增加电压保持电容ch，其面积和校准精度成正比。另外，辅助输入管栅极电压的调整需要多个周期逐次逼近来完成，增加了校准时间；校准需要整个比较器（包括动态预放大器和后续的锁存器电路）的参与，功耗代价较大。因此，亟需一种动态比较器及其失调校准的技术方案，能够实现面积代价小、校准时间短和功耗代价低的失调校准。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明实施例希望提供一种动态比较器及其失调校准的方法，能够实现面积代价小、校准时间短和功耗代价低的失调校准。
本发明实施例的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供一种动态比较器，所述动态比较器包括：锁存器和包括预放大电路和校准辅助电路的预放大器；
所述校准辅助电路包括存储失调电压的电荷存储电容、充放电开关、共模开关、第一校准控制开关和第二校准控制开关；
所述预放大电路的输入差分nmos管的栅极分别与所述电荷存储电容的第一端和所述充放电开关的第一端连接，所述电荷存储电容的第二端分别与所述共模开关的第一端和所述动态比较器的输入端连接，所述共模开关的第二端与所述预放大电路的输入共模电压电源连接，所述充放电开关的第二端连接至所述预放大器的输出端；
所述输入差分nmos管的漏极与所述第一校准控制开关的第一端连接；
所述输入差分nmos管的源极与所述第二校准控制开关的第一端连接；
所述预放大器的输出端与所述锁存器的输入级连接。
在上述方案中，所述第一校准控制开关的导通和关断通过校准触发时钟信号进行控制，所述第二校准控制开关的导通和关断通过对所述校准触发时钟信号取反进行控制；其中，所述第一校准控制开关为pmos管，所述第二校准控制开关为nmos管。
在上述方案中，所述电荷存储电容的第二端与所述预放大电路的差分输入开关的第一端连接，所述差分输入开关的第二端与所述动态比较器的输入端连接；其中，所述差分输入开关在失调校准状态为关断状态且在比较状态为导通状态。
在上述方案中，所述第一校准控制开关的第二端与所述预放大电路的第一比较控制开关的第一端连接，其中，所述第一比较控制开关的第二端与所述校准电压电源连接；
所述第二校准控制开关的第一端与所述预放大电路的第二比较控制开关的第一端连接，所述第二校准控制开关的第二端分别与所述第二比较控制开关的第二端和所述预放大电路的接地端连接。
在上述方案中，所述第一比较控制开关的导通和关断通过比较触发时钟信号进行控制，所述第二比较控制开关的导通和关断通过对所述比较触发时钟信号的取反进行控制；其中，所述第一比较控制开关为pmos管，所述第二比较控制开关为nmos管。
在上述方案中，所述充放电开关的导通和关断通过将所述共模开关的控制信号取反后得到的控制信号和所述输出端的电压信号进行与运算得到的信号进行控制。
本发明实施例还提供一种应用于上述动态比较器的失调校准的方法，所述方法包括：
在失调校准状态，置所述第一校准控制开关导通，分别置所述第二校准控制开关、所述共模开关和所述充放电开关关断，所述预放大电路的校准电压电源向所述输入差分nmos管充电使所述输入差分nmos管的漏极的电压值达到校准电压；
置所述第一校准控制开关关断，分别置所述第二校准控制开关、所述共模开关和所述充放电开关导通，所述输入差分nmos管的漏极电压经由所述输入差分nmos管进行共模放电，向所述电荷存储电容充电，在所述电荷存储电容中进行失调电荷的存储。
在上述方案中，所述方法还包括：
分别置所述第一校准控制开关和充放电开关关断，分别置所述第二校准控制开关和所述共模开关导通，所述输入差分nmos管的漏极电压经由所述输入差分nmos管进行共模放电并停止向所述电荷存储电容充电。
在上述方案中，所述方法还包括：
在比较状态，置所述第一校准控制开关导通，分别置所述共模开关、所述充放电开关、所述第二校准控制开关关断，将动态比较器的输入端输入的差分放大信号和所述电荷存储电容中存储的失调电荷对应的失调电压进行叠加后得到等效电压，将所述等效电压经过所述预放大电路的放大和所述锁存器的放大判决得到对所述差分放大信号的比较结果。
在上述方案中，所述方法还包括：
通过校准触发时钟信号置所述第一校准控制开关导通和导通，通过对所述校准触发时钟信号取反置所述第二校准控制开关关断和导通；其中，所述第一校准控制开关为pmos管，所述第二校准控制开关为nmos管。
在上述方案中，所述方法还包括：
当在失调校准状态，置差分输入开关关断；其中，所述差分输入开关的第一端与所述电荷存储电容的第二端连接，所述差分输入开关的第二端与所述动态比较器的输入端连接。
在上述方案中，所述方法还包括：
当置所述预放大电路的第一比较控制开关导通，并置所述预放大电路的第二比较控制开关关断时，所述动态比较器处于失调校准状态；其中，
所述第一校准控制开关的第二端与所述第一比较控制开关的第一端连接，所述第一比较控制开关的第二端与所述校准电压电源连接；
所述第二校准控制开关的第一端与所述第二比较控制开关的第一端连接，所述第二校准控制开关的第二端分别与所述第二比较控制开关的第二端和所述预放大电路的接地端连接。
在上述方案中，所述方法还包括：
通过将所述共模开关的控制信号取反后得到的控制信号和所述输出端的电压信号进行与运算后得到的信号控制所述充放电开关的导通和关断。
本发明实施例的所述动态比较器及其失调校准方法，通过把动态比较器的失调电压存储在动态比较器的输入端的串联电容上来消除失调，不需要大量的存储器与控制线，仅需花费预放大器的功耗，无需等待校准收敛时间，不仅有效降低了动态预放大器的失调，提高了比较器的转换精度，而且具有面积代价小、功耗代价小和校准速度快的优势。
附图说明
图1传统的动态比较器失调校准电路一的结构示意图；
图2传统的动态比较器失调校准电路二的结构示意图；
图3为本发明实施例一提供的一种动态比较器的结构示意图；
图4为本发明实施例一提供动态比较器的工作原理图；
图5为本发明实施例一提供的动态比较器的预放大器和锁存器的电路结构示意图；
图6为本发明实施例一供的充放电开关的控制电路的结构示意图；
图7为本发明实施例二提供的动态比较器失调校准的方法的流程示意图；
图8为本发明实施例三提供的动态比较器的失调电荷存储过程的电路示意图；
图9为本发明实施例三提供的动态比较器的比较过程的电路示意图；
图10为本发明实施例三提供的动态比较器的时序图；
附图标记说明：电荷存储电容，ch；充放电开关，k2；共模开关，f2；第一校准控制开关，k11；第二校准控制开关，k12；第一输入差分nmos管，m1；第二输入差分nmos管，m2；差分输入开关，f1；第一比较控制开关f1k1；第二比较控制开关f1k2。
具体实施方式
下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。
实施例一
本发明实施例一提供一种动态比较器，如图3所示，所述动态比较器包括：锁存器和包括预放大电路和校准辅助电路的预放大器；所述校准辅助电路包括存储失调电压的电荷存储电容ch、充放电开关k2、共模开关f2、第一校准控制开关k11和第二校准控制开关k12；所述预放大电路的输入差分nmos管的栅极分别与电荷存储电容ch的第一端和充放电开关k2的第一端连接，电荷存储电容ch的第二端分别与共模开关f2的第一端和所述动态比较器的输入端连接，共模开关f2的第二端与所述预放大电路的输入共模电压电源vcm连接，充放电开关k2的第二端连接至所述预放大器的输出端；所述输入差分nmos管的漏极与所述第一校准控制开关的第一端连接；所述输入差分nmos管的源极与所述第二校准控制开关的第一端连接；所述预放大器的输出端与所述锁存器的输入级连接。其中，在预放大电路中，包括由第一输入差分nmos管m1和第二输入差分nmos管m2构成的完全对称的电路，第一输入差分nmos管的漏极和第二输入差分nmos管的漏极为预放大器的输出端，输出端的电压与锁存器的输入级连接。如图3所示，分别在第一输入差分nmos管m1和第二输入差分nmos管m2的栅极、漏极、源极上连接有包括电荷存储电容ch、充放电开关k2、共模开关f2、第一校准控制开关k11和第二校准控制开关k12的校准辅助电路。通过在预放大器中增加校准辅助电路，在每一个周期内，动态比较器均进行失调存储和正常比较。
如图3所示，所述第一校准控制开关的导通和关断通过校准触发时钟信号进行控制，所述第二校准控制开关的导通和关断通过对所述校准触发时钟信号取反进行控制；其中，所述第一校准控制开关为pmos管，所述第二校准控制开关为nmos管。这里，当校准触发时钟信号为clkk1时，通过clkk1同时控制第一校准控制开关k11和第二校准控制开关k12，并且第一校准控制开关k11和第二校准控制开关k12的状态相反，具体的，clkk1的低电平控制第一校准控制开关k11导通，第二校准控制开关k12关断；clkk1的高电平控制第一校准控制开关k11为关断，第二校准控制开关k12导通。
其中，当第一校准控制开关为pmos管，第二校准控制开关为nmos管时，第一校准控制开关的第一端为源极，第一校准开关的第二端为漏极，第二校准控制开关的第一端为源极，第二校准控制开关的第二端为漏极。
这里，校准触发时钟信号clkk1低电平控制第一校准控制开关k11为导通，第二校准控制开关k12为关断，在失调存储阶段，如图4所示，校准触发时钟信号clkk1的低电平相控制节点p、节点n充电到校准电压电源的电压vdd；校准触发时钟信号clkk1的高电平相控制节点p、节点n经由输入差分对管（m1，m2）进行共模放电此时。在输入差分对管进行共模放电过程中，电路的失配影响节点p和n的放电速度。节点p和节点n对应的电荷存储电容ch跟踪并存储节点p和节点n的电压（vp和vn）。其中，节点p、节点n为预防大器的输出端，与锁存器的输入级连接，。
本发明实施例提供的动态比较器的预放大电路的电路结构如图5所示，锁存器的电路结构如图6所示，其中，预放大电路的输出端节点p（vp）、节点n（vn）分别与锁存器的输入级vip、vin连接，从而，将预放大电路的输出信号作为锁存器的输入信号，锁存器根据预放大电路放大后的电压信号进行放大判决，对动态比较器从预放大电路的差分输入端vip、vin输入的差分信号进行比较。
这里，预放大电路还包括差分输入开关f1和第一比较控制开关f1k1和第二比较控制开关f1k2。
如图5所示，电荷存储电容ch的第二端与所述预放大电路的差分输入开关f1的第一端连接，差分输入开关f1的第二端与所述动态比较器的输入端连接；其中，所述差分输入开关在失调校准状态为关断状态且在比较状态为导通状态。其中，预放大电路的输入端包括vip和vin。
如图5所示，第一校准控制开关k11的第二端与所述预放大电路的第一比较控制开关f1k1的第一端连接，其中，第一比较控制开关f1k1的第二端与所述校准电压电源连接；第二校准控制开关k12的第一端与所述预放大电路的第二比较控制开关f1k2的第一端连接，第二校准控制开关k12的第二端分别与第二比较控制开关f1k2的第二端和所述预放大电路的接地端连接。其中，校准电压电源vdd的电压为vdd。
在本发明实施例中，第一比较控制开关f1k1的导通和关断通过比较触发时钟信号进行控制，第二比较控制开关f1k2的导通和关断通过对所述比较触发时钟信号的取反进行控制；其中，第一比较控制开关f1k1为pmos管，第二比较控制开关f1k2为nmos管。其中，当第一比较控制开关为pmos管，第二比较控制开关为nmos管时，第一比较控制开关的第一端为源极，第一比较开关的第二端为漏极，第二比较准控制开关的第一端为源极，第二比较控制开关的第二端为漏极。
这里，当比较触发时钟信号为clkf1k时，通过clkf1k同时控制第一比较控制开关f1k1和第二比较控制开关f1k2，并且第一比较控制开关f1k1和第二比较控制开关f1k2的状态相反，具体的，clkf1k的低电平控制第一比较控制开关f1k1导通，第二比较控制开关f1k2关断；clkf1k的高电平控制第一比较控制开关f1k1为关断，第二比较控制开关f1k2导通。
在本发明实施例中，如图7所示，充放电开关k2的导通和关断通过将共模开关f2的控制信号取反后得到的控制信号和所述输出端的电压信号进行与运算得到的信号进行控制。从而，由节点p的电压vp/节点n的电压vn与充放电开关f2的控制信号的与门控制共模开关k2为高电平或低电平，其中，f2的控制信号clkf1为k2的控制信号clkk2的一小段延时。
在实际应用中，为确保预放大电路的输入差分nmos管在接下来的比较时间内正常工作在饱和区，需要控制节点p和节点n对应的电荷存储电容ch中存储的vp和vn。当节点p、节点n的电压下降到某一个电压范围时，充放电开关k2需要及时关断。该校准技术在比较器复位阶段，通过校准时钟k1的从低电平到高电平的变化，对预放大电路的输出节点增加了一次放电和充电的操作，并在节点p、节点n两点放电过程中来完成失调电荷的存储。
本发明实施例提供的动态比较器，在预放大电路中增加第一校准控制开关f11和第二校准控制开关f12，通过第一校准控制开关f11和第二校准控制开关f12的导通与关断，在其控制信号校准触发时钟信号clkk1从低电平到高电平的变化对，对预放大电路的输出节点增加了一次放电和充电的操作，并在节点p、节点n两点放电过程中来完成在电荷存储电容中的失调电荷的存储。
在本发明实施例中，通过在预放大电路上增加包括存储失调电压的电荷存储电容ch、充放电开关k2、共模开关f2、第一校准控制开关k11和第二校准控制开关k12，把动态比较器的失调电压存储在输入端的串联电容ch上来消除失调，不需要大量的存储器与控制线，仅需花费预放大器的功耗，无需等待校准收敛时间，不仅有效降低了动态预放大器的失调，提高了比较器的转换精度，而且具有面积代价小、功耗代价小和校准速度快的优势。
相比于传统的动态比较器失调校准技术，本发明实施例提供的动态比较器不需要大量的存储器与控制线，并且失调电荷存储电容ch的大小与输入mos管的寄生电容有关，由于电路的输入mos管尺寸小，电荷存储电容ch比较小，面积代价小；动态比较器在每次正常比较前先进行失调电压的存储，而该过程仅需花费预放大器的功耗，不需要后续锁存器电路参与，功耗代价低；原理简单易实现，且校准在瞬间完成，无需逐渐收敛所花费的时间，系统无需专门校准过程即可上电工作，校准时间短。本发明所提出的动态比较器失调校准技术与传统失调校准技术相比，在面积、功耗和校准时间三个方面具有综合优势。
实施例二
在发明实施例中，结合图3至图6所示的动态比较器对本发明实施例提供的动态比较器失调校准的方法进行描述，如图7所示，所述方法包括：
s701、在失调校准状态，置所述第一校准控制开关导通，分别置所述第二校准控制开关、所述共模开关和所述充放电开关关断，所述预放大电路的校准电压电源向所述输入差分nmos管充电使所述输入差分nmos管的漏极的电压值达到校准电压；
s702、置所述第一校准控制开关关断，分别置所述第二校准控制开关、所述共模开关和所述充放电开关导通，所述输入差分nmos管的漏极电压经由所述输入差分nmos管进行共模放电，向所述电荷存储电容充电，在所述电荷存储电容中进行失调电荷的存储。
其中，在s701中，完成了一次预放大电路的输出节点的放电操作；在s702中，完成了一次预放大电路的输出节点的充电操作，从而由预放大电路的输出节点向电荷存储电容充电，在所述电荷存储电容中进行失调电荷的存储。
在本发明实施例中，分别置所述第一校准控制开关和充放电开关关断，分别置所述第二校准控制开关和所述共模开关导通，所述输入差分nmos管的漏极电压经由所述输入差分nmos管进行共模放电并停止向所述电荷存储电容充电。
在比较状态，置所述第一校准控制开关导通，分别置所述共模开关、所述充放电开关、所述第二校准控制开关关断，将所述输入端输入的差分放大信号和所述电荷存储电容中存储的失调电荷对应的失调电压进行叠加后得到等效电压，将所述等效电压经过所述预放大电路的放大和所述锁存器的放大判决得到对所述差分放大信号的比较结果。
其中，通过校准触发时钟信号置所述第一校准控制开关导通和导通，通过对所述校准触发时钟信号取反置所述第二校准控制开关关断和导通；其中，所述第一校准控制开关为pmos管，所述第二校准控制开关为nmos管。
当在失调校准状态，置差分输入开关关断；其中，所述差分输入开关的第一端与所述电荷存储电容的第二端连接，所述差分输入开关的第二端与所述预放大电路的输入端连接。
当置所述预放大电路的第一比较控制开关导通，并置所述预放大电路的第二比较控制开关关断时，所述动态比较器处于失调校准状态；其中，所述第一校准控制开关的第二端与所述第一比较控制开关的第一端连接，所述第一比较控制开关的第二端与所述校准电压电源连接；所述第二校准控制开关的第一端与所述第二比较控制开关的第一端连接，所述第二校准控制开关的第二端分别与所述第二比较控制开关的第二端和所述预放大电路的接地端连接。其中，通过将所述共模开关的控制信号取反后得到的控制信号和所述输出端的电压信号进行与运算后得到的信号控制所述充放电开关的导通和关断。
实施例三
在本实施例中，结合图8（a）、图8（b）、图9（a）、图9（b）对本发明实施例提供的图3-图6所示的动态比较器的失调校准方法进行说明。
需要说明的是，在预放大器部分，输入差分对管m1和m2、第一比较控制开关f1k1、第二比较控制开关f1k2和差分输入开关f1构成比较器的正常预放大电路，预放大电路的输入端串联的电荷存储电容ch、第一校准控制开关k11、第二校准控制开关k12、充放电开关k2和共模开关f2构成比较器的校准辅助电路。比较器分为失调存储（失调校准状态）和正常比较（比较状态）两个阶段，具体的，失调存储阶段的电荷存储过程如图8（a）、图8（b）所示，正常比较阶段的差分电压比较过程如图9（a）、图9（b）所示。
在失调存储阶段，如图8（a）所示，比较触发时钟信号clkf1k和校准触发时钟信号clkk1为低，第一比较控制开关f1k1和第一校准控制开关f11（pmos管）把预放大器的输出节点（节点p、节点n）两点预充电至校准电压vdd，同时锁存器输出节点out复位到地，预放大器和锁存器的尾电流管都关断。如图8（b）所示当节点p、节点n的共模电压的上升触发clkk1变为高电平后，预放大器的尾电流管导通，预放大器输出节点节点p、节点n两点开始共模放电，电路的失配效应导致放电速度不同。当节点p、节点n节点共模电压的下降触发k2的下降沿，失调电压被储存到对应的输入串联电容ch上，当clkk1变为低电平后，比较器的失调存储阶段结束。另外，为确保预放大电路的输入差分对管（m1、m2）在接下来的比较时间内正常工作在饱和区，需要控制ch存储的vp和vn。在电路实现上，由vp/vn与开关f2的与门控制k2为高电平或低电平，k1为k2的一小段延时，如图6所示。
接着，比较器由比较触发时钟clkf1k控制进入正常比较阶段，所示。比较器等效输入是输入信号和失调电压叠加后的电压值。如图9（a）所示，当clkf1k为低电平的时候，比较器复位。如图9（a）所示，当clkf1k为高电平的时候，预放大器放大输入差分信号，并触发锁存器通过正反馈进行放大判决后输出比较结果。
根据图10的时序图所示，本发明实施例的动态比较器失调校准技术的电路分为5个工作状态：
（1）校准触发时钟clkk1和比较触发时钟clkf1k为低、k2断开、f2断开和f12关断、f11导通的输入电容预充电状态；
（2）校准触发时钟clkk1为高和比较触发时钟clkf1k为低、k2导通、f2导通和f11导通，f12关断的校准电荷存储状态；
（3）校准触发时钟clkk1为高、比较触发时钟clkf1k为低、k2关断、f2导通和f11导通、f12断开的校准电荷停止存储状态；
（4）校准触发时钟clkk1和比较触发时钟clkf1k为低、k2断开、f2断开和f11导通、f12断开的比较器正常比较工作前的复位状态；以及
（5）校准触发时钟clkk1为低和比较触发时钟clkf1k为高、k2断开、f2断开和f11断开、f12闭合的比较器正常比较工作状态。
上述状态中，其中校准电荷停止存储状态和比较器正常工作前的复位状态几乎是同时的，时序图上f2的控制信号比k2的控制信号有一小段的延时。
在本发明实施例中，第一校准控制开关f11和第二校准控制开关f12可由mos管实现，共模开关f2和充放电开关k2的具体开关的形式在本发明实施例中不进行任何限制。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。