一种抑制SiCMOSFET桥臂串扰的改进门极驱动装置的制作方法

本发明属于sicmosfet驱动设计技术领域，涉及一种抑制sicmosfet桥臂串扰的改进门极驱动装置。

背景技术：

近年来，以碳化硅(siliconcarbide，sic)mosfet为代表的宽禁带半导体器件因其具有高开关频率、高开关速度、高击穿场强、高热导率等优异的物理特性，成为了高频、高温、高功率密度驱动的理想器件选择。然而在桥式变换器中，sicmosfet的高开关速度特性在提高开关频率、降低开关损耗、缩短死区时间的同时，受器件寄生参数的影响，会产生桥式电路中一个器件的快速开断导致与之互补的另一个器件栅源电压振荡的串扰现象。由于sicmosfet正向阀值电压与最大关断负压较小，栅源电压振荡可能引起器件误导通而造成短路，或超过负压最大值而损坏器件。因此，如何抑制桥式电路中的串扰现象对提高变换器工作可靠性、延长sicmosfet器件使用寿命具有重要意义。目前，常用的增大驱动电阻与并联电容抑制方法，延长了开关延时时间，加大了开关损耗；而通过监测米勒平台期来控制驱动阻抗的抑制方法，在准确监测开关所处状态方面有一定难度；采用负压关断的抑制方法，减小了负压裕量，容易引起负压过限；而采用有源钳位的抑制方法需外加控制信号，加大了控制成本与复杂程度。因此，在不延长开关延时时间，不增加开关损耗及控制复杂程度的前提上，急需一种简单有效的抑制方法，来解决sicmosfet驱动过程中存在的桥臂串扰问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种抑制sicmosfet桥臂串扰的改进门极驱动装置，在不以牺牲sicmosfet开关延时，开关损耗或增加控制复杂程度为代价的前提下，达到有效抑制sicmosfet驱动过程中的串扰现象，提高sicmosfet桥式变换器工作可靠性与工作效率的目的。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种抑制sicmosfet桥臂串扰的改进门极驱动装置，包含主驱动电路和无源辅助电路，所述主驱动电路与所述sicmosfet器件连接；所述无源辅助电路与所述主驱动电路连接；所述主驱动电路的数量为2，用于实现主电路上下桥臂中所述sicmosfet器件的分断的功能，所述无源辅助电路的数量为2，用于抑制驱动所述主电路上下桥臂中所述sicmosfet器件过程中产生的桥臂串扰。

进一步，所述主驱动电路具体包括dc-dc变换器单元，光耦隔离芯片单元，驱动芯片单元，驱动电阻单元；所述dc-dc变换器单元包括rp12-09d变换器与rp12-05s变换器，所述rp12-09d变换器的负极输出端与所述rp12-05s变换器的正极输出端连接，所述rp12-05s变换器的负极输出端还与所述无源辅助电路连接，输入电源经过所述dc-dc变换器单元为所述主驱动电路供电；所述光耦隔离芯片单元用于实现控制信号与驱动信号的隔离，所述光耦隔离芯片单元还包含用于接收控制信号的输入端；所述驱动芯片单元的输出端与驱动电阻单元的一端连接，所述驱动芯片单元用于输出所述sicmosfet器件的驱动电压和驱动电流；所述驱动电阻单元的另一端与所述sicmosfet器件门极连接，所述驱动电阻单元用于调节所述sicmosfet器件的开关速度。

进一步，所述无源辅助电路由正向峰值电压抑制单元和负向峰值电压抑制单元组成，所述无源辅助电路分为上桥臂无源辅助电路和下桥臂无源辅助电路，分别与所述上下桥臂的主驱动电路连接；

所述正向峰值电压抑制单元包含npn三极管、二极管、辅助电容ⅰ和辅助电阻ⅰ，所述npn三极管的基极与所述辅助电阻ⅰ的一端连接，所述辅助电阻ⅰ的另一端与所述dc-dc变换器单元的rp12-05s变换器负极输出端连接，所述npn三极管的集电极与所述辅助电容ⅰ的一端连接，所述辅助电容ⅰ的另一端与所述dc-dc变换器单元的rp12-05s变换器正极输出端连接，所述npn三极管的发射极与所述二极管的正极连接；

所述负向峰值电压抑制单元包含pnp三极管，辅助电容ⅱ，辅助电阻ⅱ，所述辅助电阻ⅱ的一端与所述驱动芯片单元的输出端连接，另一端与所述pnp三极管的基极连接，所述pnp三极管的集电极与所述辅助电容ⅱ的一端连接，所述辅助电容ⅱ的另一端与所述dc-dc变换器单元的rp12-05s变换器正极输出端连接；所述pnp三极管的发射极与所述二极管的负极连接之后连接至所述sicmosfet器件门极；

所述正向峰值电压抑制单元，用于抑制栅极振荡的正向电压峰值；

所述负向峰值电压抑制单元，用于抑制栅极振荡的负向电压峰值。

进一步：

在桥臂sicmosfet器件导通瞬间，与之互补的另一桥臂的所述驱动电阻满足：

在桥臂sicmosfet器件关断瞬间，与之互补的另一桥臂的所述驱动电阻满足：

式中vcgs为栅源电容电压，v2为sicmosfet器件的关断负压幅值，rg为驱动电阻，r＝rg+rg(in)，其中rg(in)为sicmosfet器件的内部电阻。

进一步，所述辅助电容满足：

式中vdc为直流输入电压，cgd为sicmosfet器件的栅漏电容，c为辅助电容，a＝c+ciss，其中ciss＝cgs+cgd，cgs为sicmosfet器件的栅源电容，a为sicmosfet器件的开关速率。

本发明的有益效果在于：本发明基于控制正负向电压振荡抑制单元中三极管开断，降低开关瞬间驱动阻抗的思想，提出了一种在传统驱动电路的基础上，增加三极管串联电容的新型无源辅助电路改进驱动方法。通过对主驱动电路和无源辅助电路参数的合理设计，在不以牺牲sicmosfet开关延时，开关损耗或增大控制复杂程度为代价的前提下抑制桥臂串扰。所述装置有利于提高sicmosfet桥式变换器工作效率与工作可靠性。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：

图1为本申请中抑制sicmosfet桥臂串扰的改进门极驱动装置结构示意图；

图2为桥臂驱动过程中电压电流波形图；

图3为本发明的改进抑制桥臂串扰驱动装置的工作原理图；

图4为本发明的改进抑制桥臂串扰驱动装置在辅助电路不工作时的等效电路简化图；

图5为本发明的驱动电阻取值范围示意图；

图6为本发明的改进抑制桥臂串扰驱动装置在辅助电路工作时的等效电路简化图；

图7为本发明的辅助电容取值范围示意图；

图8、图9为本申请中的驱动装置仿真对比波形图；

图10、图11、图12为本申请中的驱动装置在不同驱动电阻、不同输入电压、不同负载电流条件下的对比效果图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细描述。

图1为本发明的抑制sicmosfet桥臂串扰的门极驱动装置结构示意图；该装置包含sicmosfet主驱动电路及无源辅助电路，其中：

sicmosfet主驱动电路用于实现驱动sicmosfet器件开断的功能；主驱动电路具体包括：dc-dc变换器单元，用于主驱动电路供电；光耦隔离芯片单元，用于实现控制信号与驱动信号的隔离，提高主驱动电路抗干扰能力；驱动芯片单元，用于输出驱动sicmosfet器件所需的驱动电压与驱动电流；驱动电阻单元，用于调节驱动sicmosfet器件开关速度。

无源辅助电路用于抑制sicmosfet驱动过程中产生的桥臂串扰现象；无源辅助电路具体包括：正向峰值电压抑制单元，用于抑制栅极振荡的正向电压峰值；负向峰值电压抑制单元，用于抑制栅极振荡的负向电压峰值。

以上桥臂sicmosfet器件开关瞬间引起下桥臂栅极振荡为例，本发明桥臂驱动过程中电压电流波形与改进抑制串扰驱动设计工作原理图参阅图2与图3，具体为：

t0～t1阶段：qh驱动信号为高电平，vgsh从负压vgs(off)上升至阀值电压vgs(th)，在此过程中，vdsh与idsh保持不变，ql的体二极管dbl续流，ql处于截止状态，无源辅助电路不工作。

t1～t2阶段：vgsh大于阀值电压vgs(th)，vdsh开始下降，idsh线性增大，同时idsl反向减小，qh与ql开始换流。

t2～t3阶段：vdsh迅速下降，vdsl迅速上升，下桥臂ql的米勒电容cgdl开始充电，充电的米勒电流在ql栅极阻抗中产生负向压降，使辅助电路中的三极管p2l发射极正偏，p1l发射极反偏，二极管d1l反偏，p2l开通，p1l关断，充电电流通过辅助电容c2l分流，电流方向如图3(b)中的箭头所示，ql栅极阻抗减小，抑制了ql栅极正向峰值；上桥臂qh栅极阻抗电压为正值，辅助电路中的三极管p1h、p2h发射极反偏，二极管d1h反偏，p1h、p2h关断，c1h、c2h与qh门极断开连接，驱动电流不流经辅助电容c1h、c2h，从而不增大qh开通延时时间与开通损耗。

t3～t4阶段：vgsh从米勒平台继续上升至给定驱动电压vgs(on)，直至qh进入完全导通状态。

t5～t6阶段：qh驱动信号为低电平，vgsh下降至米勒电压vmiller，qh保持导通，vdsh与idsh保持不变，辅助电路不工作。

t6～t7阶段：vgsh维持米勒电压vmllier不变，vdsh迅速上升，vdsl迅速下降，ql的米勒电容cgdl开始放电，放电的米勒电流在栅极阻抗中产生正向压降，使辅助电路中的二极管d1l正偏，三极管p1l发射极正偏，p2l发射极反偏，p1l开通，p2l关断，放电电流通过c1l分流，电流方向如图3(e)中的箭头所示，ql栅极阻抗减小，抑制了ql栅极负向峰值；上桥臂qh栅极阻抗电压为负值，辅助电路中的三极管p2l发射极正偏，p1l发射极反偏，二极管d1l反偏，p2l开通，p1l关断，cgsh栅源电容放电电流通过c2l分流，降低了关断阻抗，减小了qh关断延时时间与关断损耗。

t7～t8阶段：vgsh从米勒电压vmllier下降，dl开始导通，qh与ql开始换流。

t8～t9阶段：vgsh继续下降至给定驱动电压vgs(off)，直至qh进入完全关断状态，dl续流。

假设下桥臂sicmosfet器件ql负压关断电压为v2l，上桥臂qh开关瞬间引起ql产生串扰现象。当本发明中的无源辅助电路不工作时，忽略寄生电感的影响，则在qh开关瞬间ql的等效简化电路如图4所示。图中vin电压源等效上桥臂qh开关瞬间对下桥臂ql的影响，vin＝at，a为qh开关速度，假设a的绝对值恒定，v2l电压源幅值为5v。

由基尔霍夫定律可得节点g的节点电压方程：

求解式(1)可得栅源电容电压vcgsl表达式为：

其中r＝rgl+rgl(in)，ciss＝cgsl+cgdl，在qh开关瞬间结束时，t＝vdc/a，并带入式(2)可得：

驱动电阻rgl的选取应满足在qh开关过程中，流经ql栅极的米勒电流在rgl上产生的压降应大于三极管开通阀值电压，使与三极管串联的辅助电容接入栅源极间，为米勒电流提供旁路通道，因此在qh开通瞬间：

式(4)中0.7v为辅助三极管p2l开通阀值电压，在qh关断瞬间，应满足：

式(5)中0.7v为辅助三极管p1l开通阀值电压，0.4v为辅助肖基特二极管d1l正向导通电压。

本发明实施例以cree公司第2代1.2kvsicmosfet半导体器件c2m0080120d为例，求得驱动电阻rgl的取值范围如图5所示，由图可知，不考虑栅极寄生电感，驱动电阻rgl取值应大于3.9ω，当考虑其影响时，米勒电流将在寄生电感上产生压降，导致rgl取值小于3.9ω便可使栅极阻抗压降大于三极管阀值电压，无源辅助电路工作。

当无源辅助电路工作时，由于三极管与二极管饱和导通电阻只有几十毫欧，可忽略其影响，则qh开关瞬间ql的等效简化电路如图6所示。

由基尔霍夫定律可得节点g的节点电压方程：

求解式(6)可得辅助电容电压表达式为：

式(7)中，a＝cl+ciss，令t＝vdc/a，可得由米勒电流引起的栅极电压变化δv表达式为：

为了抑制串扰现象，ql栅极电压应小于阀值电压vgs(th)，大于负压最值vmax(neg)，由此可得：

化简式(9)得δv<3.9v，由此可得无源辅助电路中电容cl的取值范围参阅图7。由图7可知，在本实施例条件下辅助电容cl的合理取值范围为10～100nf，因此，本实施例辅助电容取为100nf。此外，辅助电路可在三极管的门极串联一个小电阻，从而抑制三极管驱动电流发生突变。

为了对比本发明的改进抑制串扰驱动装置的效果，本实施例基于ltspice仿真平台，搭建了cree公司第2代1.2kvsicmosfet半导体器件c2m0080120d的改进抑制串扰驱动电路模型，并与传统驱动电路、典型抑制串扰驱动电路进行对比分析，本实施例仿真模型的负载电感为400uh，直流输入电压为400v，辅助三极管npn、pnp分别选择高功率密度、低饱和压降、高阻断压降的中等功率三极管zxtn25100bfhta和zxtp25100bfhta，辅助二极管选择低导通压降、快反向恢复特性的肖基特二极管1n5819hw-7-f，光耦隔离芯片选择具有快转换速率的acpl-4800，驱动芯片选择具有较强驱动能力的ixdn609，对比结果如图8、图9所示。根据波形可知：传统无辅助电路的驱动方法，sicmosfet会出现桥臂串联现象，典型抑制串扰驱动和本发明提出的改进抑制串扰驱动能有效桥臂抑制串扰问题；相比典型抑制串扰驱动电路，改进抑制串扰驱动电路在抑制串扰的同时，qh开通延时时间降低了77.6％，关断延时时间降低了65.2％，开关总损耗降低了32.2％。

为了进一步验证不同工作条件下本发明提出的改进抑制串扰驱动电路有效性，本实施例还搭建了双脉冲测试实验平台，在不同驱动电阻，不同输入电压、不同负载电流情况下对改进抑制串扰驱动电路进行验证，并与典型抑制串扰驱动电路进行对比分析，结果如图10、11、12所示，根据该结果可得出以下结论：

1)典型抑制串扰驱动和本发明提出的改进抑制串扰驱动电路能有效桥臂抑制串扰问题。

2)无论是典型抑制串扰驱动电路还是本发明提出的改进驱动电路，sicmosfet开关损耗都会随驱动电阻、输入电压、负载电流的增大而增加；而sicmosfet开关延时则受输入电压与负载电流的影响较小，但也会随驱动电阻增大而增加。

3)相比典型抑制串扰驱动电路，本发明提出改进抑制串扰驱动电路能有效降低开关延时时间与开关损耗，且随着驱动电阻、输入电压、负载电流的增大，降低sicmosfet开关损耗的效果更为明显，进一步说明本发明提出的改进抑制串扰驱动电路在抑制串扰和提高开关特性方面更具有优势。

最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。