本发明涉及模数转换器领域，特别涉及一种基于阈值判别的两步式逐次逼近adc。
背景技术：
随着特征尺寸的不断减小和半导体工艺的进步，数字信号处理技术得到飞速发展，数字电路设计简单的优点，使它逐渐代替越来越多的模拟电路。模数转换器(analog-to-digitalconverter，简称adc)作为连接模拟信号和数字信号的桥梁，其性能的高低直接决定了整个系统的优劣。
近些年来在便携式电子应用领域，对数模转换器的性能要求越来越高，传统的adc已经不能满足系统的需求，新结构的研究变得尤其重要。
技术实现要素：
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种基于阈值判别的两步式逐次逼近adc，第一级saradc单元11、阈值判别放大单元12、第二级saradc单元13、数字编码单元14、第一开关s1、第二开关s2及第三开关s3；其中，
所述第一saradc单元11经所述第一开关s1电连接模拟信号端；
所述阈值判别放大单元12经所述第二开关s2电连接所述第一saradc单元11；
所述第二级saradc单元13经所述第三开关s3电连接所述阈值判别放大单元12；
所述数字编码单元14分别电连接所述第一saradc单元11与所述第二级saradc单元13并输出数字信号。
在本发明的另一个实施例中，所述第一级saradc单元11包括第一采样子单元111、第一比较器112及第一逻辑控制子单元113；其中，
所述第一采样子单元111、所述第一比较器112及所述第一逻辑控制子单元113依次串接于所述第一开关s1与所述数字编码单元14之间；
所述第一逻辑控制子单元113的反馈端电连接所述采样子单元111。
在本发明的另一个实施例中，所述阈值判别放大单元12包括阈值判别子单元121、全差分匹配电流源122及反馈电容123；其中，
所述阈值判别子单元121与所述全差分匹配电流源122依次串接于所述第二开关s2与所述第三开关s3之间；
所述反馈电容123电连接于所述阈值判别子单元121的输入端与所述全差分匹配电流源122的输出端之间。
在本发明的另一个实施例中，所述阈值判别子单元121包括预放大器1211与阈值检测器1212；其中，
所述预放大器1211与所述阈值检测器1212依次串接于所述第二开关s2与所述全差分匹配电流源122之间。
在本发明的另一个实施例中，所述预放大器1211包括第一mos管m1、第二mos管m2、第三mos管m3、第四mos管m4、第五mos管m5及第四开关s4；其中，
所述第三mos管m3、所述第一mos管m1、所述第五mos管m5及所述第四开关s4依次串接于电源端vdd与接地端gnd之间；
所述第四mos管m4与所述第二mos管m2依次串接于所述电源端vdd与所述第一mos管m1与所述第五mos管m5串接形成的节点之间；
所述第三mos管m3的栅极与漏极短接后均电连接所述第四mos管m4的栅极；
所述第五mos管m5的栅极电连接偏置电压端vbias；
所述第一mos管m1的栅极作为所述预放大器1211的第一输入端；
所述第二mos管m2的栅极作为所述预放大器1211的第二输入端；
所述第四mos管m4与所述第二mos管m2串接形成的节点作为所述预放大器1211的输出端。
在本发明的另一个实施例中，所述阈值检测器1212包括第一反相器t1、第二反相器t2、第三反相器t3、第四反相器t4、电平转移电容cls、第五开关s5、第六开关s6、第七开关s7、第八开关s8、第九开关s9及第十开关s10；其中，
所述第一反相器t1与所述第二反相器t2串接；
所述第一反相器t1中pmos管的源端电连接所述电源端vdd，nmos管的源端经所述第九开关s9电连接所述接地端gnd；
所述第二反相器t2中pmos管的源端电连接所述电源端vdd，nmos管的源端电连接所述接地端gnd；
所述第三反相器t3与所述第四反相器t4串接；
所述第三反相器t3中pmos管的源端电连接所述电源端vdd，nmos管的源端经所述第十开关s10电连接所述接地端gnd；
所述第四反相器t4中pmos管的源端电连接所述电源端vdd，nmos管的源端电连接所述接地端gnd；
所述第七开关s7、所述电平转移电容cls及所述第八开关s8串接于所述第一反相器t1的输入端与所述第三反相器t3的输入端之间；所述第五开关s5电连接于接于所述电源端vdd与所述第七开关s7与所述电平转移电容cls串接形成的节点之间；所述第六开关s6电连接于复位电压端vset与所述电平转移电容cls与所述第八开关s8串接形成的节点之间；
所述第一反相器t1的输入端为所述阈值检测器1212的输入端；
所述第二反相器t2的输出端为所述阈值检测器1212的第一输出端；
所述第四反相器t4的输出端为所述阈值检测器1212的第二输出端。
在本发明的另一个实施例中，所述第二级saradc单元13包括第二采样子单元131、第二比较器132及第二逻辑控制子单元133；其中，
所述第二采样子单元131、所述第二比较器132及所述第二逻辑控制子单元133依次串接于所述第三开关s3与所述数字编码单元14之间；
所述第二逻辑控制子单元133的反馈端电连接所述第二采样子单元131。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
本发明中阈值判别放大单元采用阈值判别子单元与全差分匹配电流源代替运算放大器以实现电荷转移和放大功能，从而降低了功耗和设计复杂度。
附图说明
下面将结合附图，对本发明的具体实施方式进行详细的说明。
图1为本发明实施例提供的一种基于阈值判别的两步式逐次逼近adc的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的一种第一级saradc单元的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的另一种第一级saradc单元的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的一种阈值判别放大单元的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的一种阈值判别子单元的结构示意图；
图6为本发明实施例提供的一种预放大器的结构示意图；
图7为本发明实施例提供的一种阈值检测器的结构示意图；
图8为本发明实施例提供的一种全差分匹配电流源122的结构示意图；
图9为本发明实施例提供的一种第一级saradc单元11与阈值判别放大单元12的连接结构示意图；
图10为本发明实施例提供的一种第二级saradc单元的结构示意图；
图11为本发明实施例提供的另一种第二级saradc单元的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合附图对本发明做进一步详细说明。
实施例一
请参见图1，图1为本发明实施例提供的一种基于阈值判别的两步式逐次逼近adc的结构示意图。该两步式逐次逼近adc10包括：第一级saradc单元11、阈值判别放大单元12、第二级saradc单元13、数字编码单元14、第一开关s1、第二开关s2及第三开关s3；其中，
所述第一saradc单元11经所述第一开关s1电连接模拟信号端；
所述阈值判别放大单元12经所述第二开关s2电连接所述第一saradc单元11；
所述第二级saradc单元13经所述第三开关s3电连接所述阈值判别放大单元12；
所述数字编码单元14分别电连接所述第一saradc单元11与所述第二级saradc单元13并输出数字信号。
本实施例提供的基于阈值判别的两步式逐次逼近adc，采用阈值判别放大单元实现两步式逐次逼近模数转换，降低了整个电路的功耗与设计复杂度。
实施例二
本实施例是在实施例一的基础上对本发明作进一步的说明。
请参见图2，图2为本发明实施例提供的一种第一级saradc单元的结构示意图。该第一级saradc单元11包括第一采样子单元111、第一比较器112及第一逻辑控制子单元113；其中，
所述第一采样子单元111、所述第一比较器112及所述第一逻辑控制子单元113依次串接于所述第一开关s1与所述数字编码单元14之间；
所述第一逻辑控制子单元113的反馈端电连接所述采样子单元111。
进一步地，在上述实施例的基础上，请参见图3，图3为本发明实施例提供的另一种第一级saradc单元的结构示意图。在该结构中，第一采样子单元包括由5组采样电容组成的第一采样电容阵列，其中，这5组采样电容的容值满足ci＝2ci+1,i为1～4的自然数。
进一步地，在上述实施例的基础上，请参见图4，图4为本发明实施例提供的一种阈值判别放大单元的结构示意图；该阈值判别放大单元12阈值判别子单元121、全差分匹配电流源122及反馈电容123；其中，
所述阈值判别子单元121与所述全差分匹配电流源122依次串接于所述第二开关s2与所述第三开关s3之间；
所述反馈电容123电连接于所述阈值判别子单元121的输入端与所述全差分匹配电流源122的输出端之间。
进一步地，在上述实施例的基础上，请参见图5，图5为本发明实施例提供的一种阈值判别子单元的结构示意图。该阈值判别子单元121包括预放大器1211与阈值检测器1212；其中，
所述预放大器1211与所述阈值检测器1212依次串接于所述第二开关s2与所述全差分匹配电流源122之间。
进一步地，在上述实施例的基础上，请参见图6，图6为本发明实施例提供的一种预放大器的结构示意图。该预放大器1211包括第一mos管m1、第二mos管m2、第三mos管m3、第四mos管m4、第五mos管m5及第四开关s4；其中，
所述第三mos管m3、所述第一mos管m1、所述第五mos管m5及所述第四开关s4依次串接于电源端vdd与接地端gnd之间；
所述第四mos管m4与所述第二mos管m2依次串接于所述电源端vdd与所述第一mos管m1与所述第五mos管m5串接形成的节点之间；
所述第三mos管m3的栅极与漏极短接后均电连接所述第四mos管m4的栅极；
所述第五mos管m5的栅极电连接偏置电压端vbias；
所述第一mos管m1的栅极作为所述预放大器1211的第一输入端；
所述第二mos管m2的栅极作为所述预放大器1211的第二输入端；
所述第四mos管m4与所述第二mos管m2串接形成的节点作为所述预放大器1211的输出端。
进一步地，在上述实施例的基础上，请参见图7，图7为本发明实施例提供的一种阈值检测器的结构示意图。该阈值检测器1212包括第一反相器t1、第二反相器t2、第三反相器t3、第四反相器t4、电平转移电容cls、第五开关s5、第六开关s6、第七开关s7、第八开关s8、第九开关s9及第十开关s10；其中，
所述第一反相器t1与所述第二反相器t2串接；
所述第一反相器t1中pmos管的源端电连接所述电源端vdd，nmos管的源端经所述第九开关s9电连接所述接地端gnd；
所述第二反相器t2中pmos管的源端电连接所述电源端vdd，nmos管的源端电连接所述接地端gnd；
所述第三反相器t3与所述第四反相器t4串接；
所述第三反相器t3中pmos管的源端电连接所述电源端vdd，nmos管的源端经所述第十开关s10电连接所述接地端gnd；
所述第四反相器t4中pmos管的源端电连接所述电源端vdd，nmos管的源端电连接所述接地端gnd；
所述第七开关s7、所述电平转移电容cls及所述第八开关s8串接于所述第一反相器t1的输入端与所述第三反相器t3的输入端之间；所述第五开关s5电连接于接于所述电源端vdd与所述第七开关s7与所述电平转移电容cls串接形成的节点之间；所述第六开关s6电连接于复位电压端vset与所述电平转移电容cls与所述第八开关s8串接形成的节点之间；
所述第一反相器t1的输入端为所述阈值检测器1212的输入端；
所述第二反相器t2的输出端为所述阈值检测器1212的第一输出端；
所述第四反相器t4的输出端为所述阈值检测器1212的第二输出端。
在该阈值检测器1212结构中，第一反相器t1与第二反相器t2形成小阈值检测器；第三反相器t3与第四反相器t4形成大阈值检测器。
进一步地，在上述实施例的基础上，请参见图8，图8为本发明实施例提供的一种全差分匹配电流源122的结构示意图。在该全差分匹配电流源122中，第二十九mos管m29与第三十mos管m30组成大电流源，第三十五mos管m35与第三十六mos管m36组成小电流源，对阈值判别放大单元12的反相输出端进行充电；第三十一mos管m31与第三十二mos管m32组成大电流沉，第三十七mos管m37与第三十八mos管m38组成小电流沉，对阈值判别放大单元12的同相输出端进行放电。
请参见图9，图9为本发明实施例提供的一种第一级saradc单元11与阈值判别放大单元12的连接结构示意图；其中，电容cf1与cf2均为反馈电容，其电容值满足cf1＝cf2＝4c5。
进一步地，在上述实施例的基础上，请参见图10，图10为本发明实施例提供的一种第二级saradc单元的结构示意图。该第二级saradc单元13包括第二采样子单元131、第二比较器132及第二逻辑控制子单元133；其中，
所述第二采样子单元131、所述第二比较器132及所述第二逻辑控制子单元133依次串接于所述第三开关s3与所述数字编码单元14之间；
所述第二逻辑控制子单元133的反馈端电连接所述第二采样子单元131。
进一步地，在上述实施例的基础上，请参见图11，图11为本发明实施例提供的另一种第二级saradc单元的结构示意图。该第二级saradc单元中，第二采样子单元由6组采样电容组成的第二采样电容阵列。其中，这6组采样电容的容值满足：c'i＝2c'i+1,i为1～4的自然数，c'5＝c'6，最低位的电容为冗余电容，作校正之用。
实施例三
本实施例是在实施例一及实施例二的基础上对本发明的原理及实现方式进行说明。
请再次参见图1-图11，在该两步式逐次逼近adc10中，通过第一控制信号φ1控制第一开关s1的导通与关断，通过第二控制信号φ2控制第二开关s2与第三开关s3的导通与关断，阈值检测器1212的第一输出端产生第三控制信号φf，阈值检测器1212的第二输出端产生第四控制信号φc。当第一控制信号φ1为高电平时，第一采样子单元中的5组采样电容对输入信号进行采样；当第一控制信号φ1变为低后，第一逻辑控制子单元113开始工作，并且在第二控制信号φ2变为高之前，完成高5位的量化和逐次逼近。当第二控制信号φ2变为高电平后，阈值判别放大单元12的开关电容电路与第一采样电容阵列上极板相连，组成一个放大网络，开始对第一采样电容阵列上的余量信号进行放大。在第二控制信号φ2变为高电平后，有一个短脉冲第二控制信号φ2i，使得输出节点vout-接接地端gnd，vout+接电源端vdd，其作用是为了使电荷转移开始阶段差分电容阵列同相输出余量电压vx+小于反相输出余量电压vx-，这样阈值判别放大单元12只需要完成单向的检测，简化了电路的设计难度。
第四控制信号φc和第三控制信号φf分别为大电流源和小电流源的控制时钟，当第四控制信号φc为高电平的时，大电流源和小电流源同时对输出节点进行充电，在非常短的时间内完成对余量电压的粗略放大；当第四控制信号φc跳变为低电平时，第三控制信号φf仍然为高电平，只有小电流源对输出节点充电，完成对余量电压的精确放大。
预放大器1211将输入差分信号放大，并转换为单端信号预放大器1211除了增大输入信号的大小以提高分辨率外，还可以衰减阈值检测器1212的噪声对输入端的影响。电平转移电容cls用来产生在同一时间不同的两个阈值检测电压，以此驱动大阈值检测器和小阈值检测器，产生单向双阶段电荷转移所需控制电平。
下面对本发明的阈值判别放大单元12的工作原理作具体说明：当第一控制信号φ1为高电平时，电平转移电容cls的上极板与电源端vdd相连接，下极板与一个恒定复位电压vset相连接，其中复位电压vset低于电源端vdd的电压，但是高于阈值检测器的检测电压。当第二控制信号φ2为高电平时，进入电荷转移阶段，电平转移电容cls上极板与预放大器1211的输出端及小阈值检测器输入端相连接，下极板与大阈值检测器输入端相连接。在电荷转移初始阶段，输入电压vin+大于输入电压vin-，所以预放大器1211输出节点a为高电平，即电源端vdd，电平转移电容cls的上极板的电位保持高电平不变，因为电荷守恒，所以下极板的电位也保持不变，此时节点b的电位为复位电压vset。此时大小电流源的第四控制信号φc和第三控制信号φf都为高电平，电流源导通持续给放大网络的输出端充电，实现开关电容电路的电荷转移，vin+减小，vin-增大。当vin-接近vin+时，预防大器的输出节点a开始从高电平向低电平转变，此时由于电荷守恒原理，节点b电平从复位电压vset向低电平转变。由于复位电压vset小于高电平vdd，所以节点b的电位先于节点a低于阈值检测器1212的检测电平，第四控制信号φc的电位先从高电平转变为低电平，于是大电流源先关断。在大电流源关断后，小电流源还在工作，放大网络进入小电荷转移阶段。当节点a的电位也低于阈值检测器1212的检测电平时，第三控制信号φf的电位从高电平转变为低电平，于是小电流源关断，放大网络小电荷转移阶段结束，完成对余量信号的放大。此时第五开关s5也在第三控制信号φf的控制下关断，使预放大器1211停止工作，完成了动态阈值判别的功能，大大降低了功耗。由动态阈值判别的工作原理可以看出，阈值检测器1212没有静态功耗，只有预放大器1211在电荷转移阶段存在静态功耗，所以整个阈值判别放大单元12的功耗由预放大器1211决定。
本发明的全差分匹配电流源122，采用全差分结构，使得阈值判别放大单元12的输出节点的寄生电容相等，减小失配，采用增加匹配电流源的方法来提高正负电流源的对称性，电流源和电流沉都采用共源共栅结构，提高输出阻抗，并保证电流源的线性度。
下面对本发明的全差分匹配电流源122的工作原理做具体说明：在阈值判别放大单元12的反相输出端，选择信号en恒定接高电平即电源端vdd，此时第四十mos管m40关断，对电流源不起作用；第四十一mos管m41管导通，第三十一管m31与第三十七管m37的栅极接接地端gnd被断开，电流沉不工作，作为虚设电流沉。当第四控制信号φc与第三控制信号φf为高电平时，第二十八管m28与第三十四管m34导通，两个电流源同时对阈值判别放大单元12反相输出端进行充电，进行电荷转移。当第四控制信号φc为低电平时，第二十八管m28关断，第二十九m29与第三十mos管m30组成的大电流源被关断，第三十五mso管m35与第三十六mos管m36组成的小电流源继续对阈值判别放大单元12反相输出端进行充电，直到第三控制信号φf变为低电平为止。
在阈值判别放大单元12的同相输出端，选择信号en恒定接低电平即接地端gnd，此时第四十一mos管m41关断，对电流沉不起作用；第四十mos管m40导通，第三十mos管m30与第三十六mos管m36的栅极接电源端vdd被断开，电流源不工作，作为虚设电流源。当第四控制信号φc与第三控制信号φf为高电平时，第三十三mos管m33与第三十九mos管m39导通，两个电流沉同时对阈值判别放大单元12同相输出端进行放电，进行电荷转移。当第四控制信号φc为低电平时，第三十三mos管m33关断，第三十一mos管m31与第三十二mos管m32组成的大电流沉被关断，第三十七mos管m37与第三十八mos管m38组成的小电流沉继续对阈值判别放大单元12同相输出端进行放电，直到第三控制信号φf变为低电平为止。
如上，本发明提出的一种基于阈值判别的两步式逐次逼近adc10，首先第一级5位saradc的差分采样电容阵列通过自举开关对差分输入的模拟信号进行采样，然后经过动态比较器对采样信号比较，输出二进制数字信号，数字信号传递到sar控制逻辑电路，逻辑电路对数字信号进行锁存，并输出信号控制电容阵列形成闭环，对输入的模拟信号进行高5位的量化，并将量化码传递到数字编码电路等待编码，阈值判别放大单元对第一级的差分采样电容阵列的余量进行放大，同时第二级6位saradc的差分采样电容阵列对放大后的余量信号进行采样，并通过与第一级saradc相同的工作方式得到低6位的量化，并将量化码传递到数字编码电路。最后数字编码电路对高5位量化码和低6位量化码进行编码并输出10位量化码。第一级adc的高5位量化和第二级adc的低6位量化同时进行，进而实现了流水线的工作方式，提高了转换速度。该电路不仅实现了两步式逐次逼近模数转换器的功能还减少了功耗，降低了面积，简化了设计的复杂度。
综上所述，本文中应用了具体个例对本发明的结构及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上，本说明书内容不应理解为对本发明的限制，本发明的保护范围应以所附的权利要求为准。