输出开路保护电路及可控硅调光LED驱动系统的制作方法

本实用新型涉及集成电路驱动技术领域，尤其涉及应用于需要可控硅调光的LED照明驱动行业的一种输出开路保护电路及可控硅调光LED驱动系统。

背景技术：

LED照明因具有节能、绿色、环保等优点获得了广泛的应用，逐渐取代传统光源(白炽灯，卤素灯等)成为主流光源。在白炽灯时代，可控硅调光在北美和西欧地区普及率达到了90％以上，在房屋建造时已将可控硅调光器埋入照明线路中，无法轻松摘除。因此LED照明要在这些国家和地区取代白炽灯，必须兼容可控硅调光。除兼容性外，驱动器还必须具备输出开路保护功能，以保证在驱动系统生产和灯具组装时不会损坏元器件和灯珠。精准的开路保护还可以降低对输出电容的耐压要求，降低系统成本。另外为了降低灯具成本，选用散热稍差的结构件，要求驱动系统具备过温降输出功率的功能。

现有的可控硅调光LED驱动系统具有如下缺点：1)输出开路保护性能不佳，开路电压不稳定，需要选择高耐压的输出电容，造成系统成本的上升，还可能在开路恢复时烧毁灯珠；2)芯片内置的过温降功率功能精度较差且无法调节，使得灯具散热设计不具备弹性。

参考图1，现有的升降压拓扑可控硅调光LED驱动系统的结构示意图。所述的可控硅调光LED驱动系统包含：可控硅调光器11，整流桥堆12，储能滤波电容Cin，用于衰减可控硅导通时LC振荡的阻尼电阻Rd，由R0及C0组成的无源泄流电路，给驱动芯片13供电的电阻Rvcc，驱动芯片13电源VCC的旁路电容Cvcc，输出开路电压设定电阻Rovp，励磁电感L0、二极管D0、电容Cout、功率MOS管M0、电压采样电阻Rcs；由L0、D0、Cout、M0、Rcs以及驱动芯片13组成的升降压功率转换电路驱动LED灯串14。

参考图2，其为图1所示可控硅调光LED驱动系统的工作波形示意图，其中，Vin为输入电压，IL为电感L0上的电流，Imos为功率MOS管M0上的电流，Iac为输入电流。所述的可控硅调光LED驱动系统采用开环控制：功率MOS管M0导通时，形成Vin-L0-M0-Rcs-GND的通路，电感L0开始励磁，电感电流IL开始上升；当IL上升到固定的峰值电流(Vcs/Rcs)或M0的导通时间达到预设的最长导通时间(Tonmax)时，M0关断。M0关断后，形成L0-D0-Cout的通路，电感L0开始退磁，IL开始下降；当IL降至零时，L0退磁完成，此时M0再次导通，进行又一次的能量转换过程。

由图2可以看出：当输入电压Vin位于峰值附近时，M0为固定峰值电流(Vcs/Rcs)控制关断，此时电感L0退磁时间Td：

Td＝Vcs/Rcs*L0/Vout；

当输入电压Vin位于谷底处时，M0为最长导通时间(T_onmax)控制关断，此时电感L0退磁时间Td：

Td＝Vin*Tonmax/Vout。

对于一个确定的驱动系统，Vcs、Rcs、Tonmax及L0都是固定的值。因此输入电压Vin位于峰值附近时，退磁时间Td只和输出电压Vout有关，而输入电压Vin位于谷底处时，退磁时间Td不仅和输出电压Vout有关，还和输入电压Vin有关。

输出开路电压设定电阻Rovp设定了输出开路时的参考退磁时间Tovp：

Tovp＝K*Rovp，其中，K为常数，Rovp值越大，Tovp时间也越长。

参考图3A-3B，其中，图3A为图1所示可控硅调光LED驱动系统中输入电压峰值处输出电压达到设定保护电压时的输出电压波形示意图，图3B为图1所示可控硅调光LED驱动系统中输入电压谷底处输出电压达到设定保护电压时的输出电压波形示意图；其中，Vin为输入电压，IL为电感L0上的电流，Vout为输出电压，Vovp为输出开路电压。当实际退磁时间Td<Tovp时，判定输出开路，停止M0的开关动作。由于Td在Vin峰值处只和Vout有关，该判断只在Vin峰值处进行，因此输出开路电压Vovp＝Vcs/Rcs*L0/Tovp，当输出电压Vout在输入电压Vin峰值处达到了设定保护电压，实际开路电压等于设定值(如图3A所示)。但如果在Vin谷底处Vout压达到了设定保护点(图3-b)，由于这个区间不进行判断，输出电压Vout会继续升高，直到下个工频周期输入电压Vin峰值处才判断，那么实际开路电压会高于设定值(如图3B所示)。开路电压高于设定值会带来如下隐患：需要选择高耐压的输出电容Cout，造成系统成本的上升，还可能在开路恢复时烧毁LED灯珠。

参考图4，其为图1所示可控硅调光LED驱动系统中驱动芯片内过温降功率模块示意图。三极管Q0的基极和集电极短接并接到地，Q0的发射极连接到电流源Ib，Ib的另一端连接到驱动芯片的偏上电源引脚VDD。电流源Ib在三极管Q0上形成的压降Vbe接到比较器CMP41的反相输入端，CMP41的正相输入端接参考电压Vref。比较器CMP41的逻辑输出为TSD信号，当TSD为高时认定驱动芯片过热，关断功率MOS管M0，停止能量传递；比较器CMP41的模拟输出为电流Itsd，Itsd用于减小LED灯串的输出电流，从而降低输出功率。三极管的压降Vbe呈负温度特性，当温度较低时，Vbe远高于Vref，TSD为高电平，Itsd为零；随着温度的升高，Vbe逐渐减小，当Vbe和Vref的差值达到设定值时，Itsd开始出现并随温度升高而增加，LED灯串的输出电流开始减小，此时TSD为低电平；当温度进一步升高，TSD变为高电平，停止M0的开关动作。该方式的缺点是三极管的压降Vbe的偏差较大，从而降功率的起始温度偏差很大，且无法通过外部调节，满足不了客户对散热设计的弹性要求。

因此，需要对现有的可控硅调光LED驱动系统进行改进，以提升输出开路电压精度，降低系统成本，提高系统可靠性。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于，针对现有技术中可控硅调光LED驱动系统存在的输出开路保护性能不佳，开路电压不稳定，需要选择高耐压的输出电容，造成系统成本的上升，还可能在开路恢复时烧毁灯珠，以及驱动芯片内置的过温降功率模块精度较差且无法调节，使得灯具散热设计不具备弹性的技术问题，提供一种输出开路保护电路及可控硅调光LED驱动系统，实现提升输出开路电压精度，降低系统成本，提高可靠性；以及通过提供外部可调的高起始温度精度的过温降功率模块，降低灯具结构件成本，为客户散热设计提供弹性。

为实现上述目的，本实用新型提供了一种输出开路保护电路，应用于可控硅调光LED驱动系统，所述输出开路保护电路根据采样信息，基于伏秒平衡原理获取输出电压，进而对输出电压进行判断以保持开路电压不变，从而实现输出开路保护，所述采样信息为包含输入电压的信息。

为实现上述目的，本实用新型还提供了一种可控硅调光LED驱动系统，包括可控硅调光器、驱动芯片以及LED灯串，所述驱动系统进一步包括输入电压采样模块，所述输入电压采样模块分别电性连接所述驱动系统的输入电压端以及所述驱动芯片的OVP引脚，所述输入电压采样模块用于采样所述驱动系统的包含输入电压的信息，得到采样信息，并将所述采样信息送入所述驱动芯片；所述驱动芯片内部进一步设有输出开路保护模块，所述输出开路保护模块分别电性连接所述驱动芯片的OVP引脚以及GATE引脚，所述输出开路保护模块根据所述采样信息，基于伏秒平衡原理获取输出电压，进而对输出电压进行判断以保持开路电压不变，从而实现输出开路保护。

本实用新型的优点在于：在开路保护时，输出电压不受输入电压参数的影响，开路电压不会变化；驱动芯片对输入电压峰值以及谷底都可以有效地判断，从而有效控制驱动系统的功率MOS管M0的开/关，提升了输出开路电压精度，降低系统成本，提高系统可靠性。进一步通过NTC电阻采样环境温度，可以实现+/-3度的降功率起始温度分布，相比于使用传统的方法起始温度分布可能多达+/-20度，NTC电阻可以实现高精度起始温度且可调的过温降功率功能，可以满足客户对低成本结构件的需求。

附图说明

图1，现有的升降压拓扑可控硅调光LED驱动系统的结构示意图；

图2，为图1所示可控硅调光LED驱动系统的工作波形示意图；

图3A，为图1所示可控硅调光LED驱动系统中输入电压峰值处输出电压达到设定保护电压时的输出电压波形示意图；

图3B，为图1所示可控硅调光LED驱动系统中输入电压谷底处输出电压达到设定保护电压时的输出电压波形示意图；

图4，为图1所示可控硅调光LED驱动系统中驱动芯片内过温降功率模块示意图；

图5，本实用新型所述的可控硅调光LED驱动系统一实施例的架构示意图；

图6，本实用新型所述的输出开路保护电路架构示意图；

图7，本实用新型所述的输出开路时序图；

图8，本实用新型所述的输出开路保护电路第一实施例的示意图；

图9，本实用新型所述的输出开路保护电路第二实施例的示意图；

图10，本实用新型所述的输出开路保护电路第三实施例的示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型提供的输出开路保护电路及可控硅调光LED驱动系统做详细说明。

参考图5，本实用新型所述的可控硅调光LED驱动系统一实施例的架构示意图；图中未示出与现有技术相同指出的元器件及其连接方式，具体省略了交流输入电源、可控硅调光器、整流桥堆、储能滤波电容Cin、用于衰减可控硅导通时LC振荡的阻尼电阻Rd、由R0及C0组成的无源泄流电路，前述省略的元器件的连接方式可参见图1，此处不再赘述。

所述的可控硅调光LED驱动系统，包括可控硅调光器(未示于图中，但为必选元器件)、驱动芯片53、LED灯串54以及输入电压采样模块55；所述驱动芯片53内部进一步设有输出开路保护模块。所述输入电压采样模块55分别电性连接所述驱动系统的输入电压Vin端以及所述驱动芯片53的OVP引脚，所述输入电压采样模块55用于采样所述驱动系统的包含输入电压的信息，得到采样信息，并将所述采样信息送入所述驱动芯片53；所述驱动芯片53的所述输出开路保护模块分别电性连接所述驱动芯片53的OVP引脚以及GATE引脚，所述输出开路保护模块根据所述采样信息，基于伏秒平衡原理获取输出电压，进而对输出电压进行判断以保持开路电压不变，从而实现输出开路保护。所述输出开路保护模块的电路结构以及工作原理详见后述。

可选的，所述采样信息为输入电压、输入电压与输出电压的和，或输入电压与输出电压的差三者其中之一。也即，所述采样信息可以只是输入电压，也可是输入电压与输出电压的和，或是输入电压与输出电压的差。

其中，在采样信息为输入电压时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：

Vout＝Vin*Tonmax/Td；

在采样信息为输入电压和输出电压的和时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：

Vout＝(Vin+Vout)*Tonmax/(Td+Tonmax)；

在采样信息为输入电压和输出电压的差时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：

Vout＝(Vin-Vout)*Tonmax/(Td-Tonmax)；

其中，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Tonmax为所述驱动系统的功率MOS管的预设最长导通时间，Td为所述驱动系统的励磁电感的退磁时间。

可选的，在本实施例中，所述输入电压采样模块55包括：上分压电阻Rovp1以及下分压电阻Rovp2；所述上分压电阻Rovp1一端电性连接所述输入电压Vin端，另一端电性连接所述下分压电阻Rovp2的一端，同时电性连接所述驱动芯片53的OVP引脚；所述下分压电阻Rovp2另一端接地。在本实施例中，所述输入电压采样模块55用于采样所述驱动系统的输入电压Vin。

当所述采样信息仅为输入电压时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压Vout为：

Vout＝Vin*Tonmax/Td；

所述输出开路保护模块根据所述采样信息获取的分压为：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Vin；

而开路电压判定条件为：Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

其中，Vovp为根据所述采样信息获取的分压，Vref为开路保护基准电压，Rovp1为所述输入电压采样模块的上分压电阻，Rovp2为所述输入电压采样模块的下分压电阻。

将分压获取以及开路电压判定条件对应的公式代入Vout＝Vin*Tonmax/Td，从而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)；

即，在开路保护时，输出电压不受输入电压参数的影响，也即开路电压不会变化。也即，驱动芯片对输入电压峰值以及谷底都可以有效地判断，从而有效控制驱动系统的功率MOS管M0的开/关，提升了输出开路电压精度，降低系统成本，提高系统可靠性。

参考图6，本实用新型所述的输出开路保护电路架构示意图。所述的输出开路保护电路，用于根据采样信息，基于伏秒平衡原理获取输出电压，进而对输出电压进行判断以保持开路电压不变，从而实现输出开路保护。其中所述采样信息为包含输入电压的信息。

可选的，所述采样信息为输入电压、输入电压与输出电压的和，或输入电压与输出电压的差三者其中之一。在所述采样信息为输入电压时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：Vout＝Vin*Tonmax/Td；在所述采样信息为输入电压与输出电压的和时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：Vout＝(Vin+Vout)*Tonmax/(Td+Tonmax)；在所述采样信息为输入电压与输出电压的差时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：Vout＝(Vin-Vout)*Tonmax/(Td-Tonmax)；其中，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Tonmax为所述驱动系统的功率MOS管的预设最长导通时间，Td为所述驱动系统的励磁电感的退磁时间。

如图6所示，所述输出开路保护电路包括电流输出控制模块61、第一电容C1、第二电容C2以及第一比较器CMP61。所述电流输出控制模块61，输入端用于分别接收根据采样信息获取的分压Vovp、开路保护基准电压Vref(即驱动芯片内的开路保护基准电压)以及功率开关信号Gate_ON，输出端分别电性连接所述第一电容C1的第一端以及所述第二电容C2的第一端；电流输出控制模块61的输出由功率开关信号Gate_ON控制。所述第一电容C1，第一端进一步电性连接所述第一比较器CMP61的正向输入端，第二端接地。所述第二电容C2，第一端进一步电性连接所述第一比较器CMP61的反向输入端，第二端接地。所述第一比较器CMP61，输出端用于输出开路保护判定信号OUT_OV；OUT_OV为高电平则判定输出电压达到开路保护电压设定值，关断驱动系统的功率MOS管。其中，在所述功率开关信号Gate_ON为高电平时，所述电流输出控制模块61控制所述分压Vovp产生电流为所述第一电容C1充电；在所述功率开关信号Gate_ON变为低电平时，所述电流输出控制模块61停止为所述第一电容C1充电并控制所述开路保护基准电压Vref产生电流为所述第二电容C2充电；当所述第二电容C2上的电压等于所述第一电容C1上的电压时，所述第一比较器CMP61输出高电平的开路保护判定信号OUT_OV，判定输出电压达到开路保护电压设定值并关断所述驱动系统的功率MOS管，实现输出开路保护。

参考图7，本实用新型所述的输出开路时序图。在第N个电压采样周期开始时(N_start)，所述功率开关信号Gate_ON为高电平，所述第一电容C1充电，VC1逐渐升高；所述功率开关信号Gate_ON变为低电平时，所述第二电容C2充电，VC2逐渐升高；所述功率开关信号Gate_ON再次变为高电平时，所述第一比较器CMP61比较所述第一电容C1与所述第二电容C2上的电压并输出开路保护判定信号OUT_OV，当所述第二电容C2上的电压等于所述第一电容C1上的电压时，所述第一比较器CMP61输出高电平的开路保护判定信号OUT_OV；所述功率开关信号Gate_ON再次变为低电平时，所述第一电容C1与所述第二电容C2均放电清零，之后进入第N+1个电压采样周期(N_end/N+1_start)；其中，N为正整数。

请一并参考图6-7：t1时刻，第N个电压采样周期开始，Gate_ON为高；t1-t2时间段，由Vovp产生的电流(Vovp/R1)给C1充电，当功率MOS管导通结束时，C1上的电压VC1＝Vovp*Tonmax/R1/C1；t2时刻，Gate_ON变为低电平，Vovp停止为C1充电，VC1电压保持；t2-t3时间段，Vref产生的电流(Vref/R1)给C2充电，当功率MOS管关断结束时，C2上的电压VC2＝Vref*Td/R1/C2；t3时刻，Gate_ON变为高电平，C2充电结束；t3-t4时间段，CMP61比较VC1与VC2，并输出开路保护判定信号OUT_OV，其中当VC1＝VC2时，CMP61翻转输出高电平的开路保护判定信号OUT_OV，判定输出电压达到开路保护电压设定值并关断所述驱动系统的功率MOS管，实现输出开路保护；t4时刻，Gate_ON变为低电平，C1与C2均开始放电；t3-t4时间段，C1与C2均迅速放电清零；t5时刻，Gate_ON再次变为高电平，第N个电压采样周期结束，第N+1个电压采样周期开始。其中，R1为将相应电压转换为电流的电阻。

比较器翻转时，VC1＝VC2，即Vovp*Tonmax/R1/C1＝Vref*Td/R1/C2；令C1＝C2，则开路电压判定条件为：Vovp*Tonmax＝Vref*Td。

当，Rovp1和Rovp2组成的电阻分压串仅采样输入电压得到采样信息，则驱动芯片根据所述采样信息获取的分压：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Vin。

将Vovp的表达式代入开路电压判定条件的公式中化简得到：

Vin*Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Ton＝Vref*Td，

进一步化简可得：Vin＝Vref*Td/[Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Ton]。

而在采样信息仅为输入电压时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：

Vout＝Vin*Tonmax/Td，

代入Vin的表达式化简得到：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)。

这样开路保护时，输出电压仅与驱动芯片内的开路保护基准电压Vref以及Rovp1/Rovp2有关，不受输入电压参数的影响。也即开路电压不会变化，从而驱动芯片对输入电压峰值以及谷底都可以有效地判断。

参考图8，本实用新型所述的输出开路保护电路第一实施例的示意图。在本实施例中，所述电流输出控制模块61进一步包括2选1选择器81、单入单出V-I(电压-电流)转换器82以及1选2选择器83。所述2选1选择器81，输入端分别接收所述分压Vovp、开路保护基准电压Vref以及功率开关信号Gate_ON，输出端电性连接所述单入单出V-I转换器82；所述单入单出V-I转换器82，输出端电性连接所述1选2选择器8；所述1选2选择器83，输入端分别接收所述功率开关信号Gate_ON以及所述单入单出V-I转换器82输出的电流，输出端分别电性连接所述第一电容C1的第一端以及所述第二电容C2的第一端。其中，在所述功率开关信号Gate_ON为高电平时，所述2选1选择器81选择所述分压Vovp作为输入，所述1选2选择器83选择所述第一电容C1作为输出，以控制所述分压Vovp产生电流(Vovp/R1)为所述第一电容C1充电；在所述功率开关信号Gate_ON变为低电平时，所述2选1选择器81选择所述开路保护基准电压Vref作为输入，所述1选2选择器83选择所述第二电容C2作为输出，以控制所述开路保护基准电压Vref产生电流(Vref/R1)为所述第二电容C2充电。

参考图9，本实用新型所述的输出开路保护电路第二实施例的示意图。在本实施例中，所述电流输出控制模块61进一步包括第一单入单出V-I转换器91以及第二单入单出V-I转换器92；所述第一单入单出V-I转换器91，输入端分别接收所述分压Vovp以及功率开关信号Gate_ON，输出端电性连接所述第一电容C1的第一端；所述第二单入单出V-I转换器92，输入端分别接收所述开路保护基准电压Vref以及功率开关信号Gate_ON，输出端电性连接所述第二电容C2的第一端；其中，在所述功率开关信号Gate_ON为高电平时，所述第一单入单出V-I转换器91将所述分压Vovp转换为相应的电流(Vovp/R1)，以控制所述分压Vovp产生电流为所述第一电容C1充电；在所述功率开关信号Gate_ON变为低电平时，所述第二单入单出V-I转换器将所述开路保护基准电压Vref转换为相应的电流(Vref/R1)，以控制所述开路保护基准电压Vref产生电流为所述第二电容C2充电。

参考图10，本实用新型所述的输出开路保护电路第三实施例的示意图。在本实施例中，所述电流输出控制模块61进一步包括多进多出V-I转换器101；所述多进多出V-I转换器101，输入端分别接收所述分压Vovp、开路保护基准电压Vref以及功率开关信号Gate_ON，输出端分别电性连接所述第一电容C1的第一端以及所述第二电容C2的第一端；其中，在所述功率开关信号Gate_ON为高电平时，所述多进多出V-I转换器101将所述分压Vovp转换为相应的电流(Vovp/R1)，以控制所述分压Vovp产生电流为所述第一电容C1充电；在所述功率开关信号Gate_ON变为低电平时，所述多进多出V-I转换器101将所述开路保护基准电压Vref转换为相应的电流(Vref/R1)，以控制所述开路保护基准电压Vref产生电流为所述第二电容C2充电。

继续参考图5，优选的，所述驱动系统还包括过温降功率模块56，所述过温降功率模块56一端电性连接至所述驱动芯片53，另一端接地；所述过温降功率模块56用于采样环境温度并输入至所述驱动芯片53，以实现过温降功率。通过所述的过温降功率模块，可以在外部设置过温降功率的起始温度，从而提供了外部可调的过温降功率功能，降低灯具结构件成本，为客户散热设计提供了弹性。

可选的，所述过温降功率模块56包括温度敏感元件。

具体的，在本实施例中，所述温度敏感元件为NTC电阻，所述NTC电阻的过温降功率起始温度可调范围为：+/-3度。NTC电阻是一个相对精度较高的温度敏感元件，使用它采样环境温度可以实现+/-3度的降功率起始温度分布，相比于使用传统的方法起始温度分布可能多达+/-20度，NTC电阻可以实现高精度起始温度且可调的过温降功率功能，可以满足客户对低成本结构件的需求。

图5仅示意性的给出本实用新型在可控硅调光LED驱动系统中的一种应用方式，在该应用中，所述采样信息仅为输入电压。在其它应用中，所述采样信息可以为输入电压与输出电压的和，或者所述采样信息可以为输入电压与输出电压的差。

在所述采样信息为输入电压与输出电压的和时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：

Vout＝(Vin+Vout)*Tonmax/(Td+Tonmax)；

根据所述采样信息获取的分压为：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*(Vin+Vout)；

开路电压判定条件为：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

从而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)*Td/(Td+Tonmax)；

即，在开路保护时，输出电压不受输入电压参数的影响；其中，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Tonmax为所述驱动系统的功率MOS管的预设最长导通时间，Td为所述驱动系统的励磁电感的退磁时间，Vovp为根据所述采样信息获取的分压，Vref为开路保护基准电压，Rovp1为所述输入电压采样模块的上分压电阻，Rovp2为所述输入电压采样模块的下分压电阻。

在所述采样信息为输入电压与输出电压的差时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：

Vout＝(Vin-Vout)*Tonmax/(Td-Tonmax)；

根据所述采样信息获取的分压为：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*(Vin-Vout)；

开路电压判定条件为：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

从而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)*Td/(Td-Tonmax)；

即，在开路保护时，输出电压不受输入电压参数的影响；其中，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Tonmax为所述驱动系统的功率MOS管的预设最长导通时间，Td为所述驱动系统的励磁电感的退磁时间，Vovp为所述输入电压采样模块根据所述采样信息获取的分压，Vref为开路保护基准电压，Rovp1为所述输入电压采样模块的上分压电阻，Rovp2为所述输入电压采样模块的下分压电阻。

本实用新型还提供了一种可控硅调光LED驱动方法，适用于可控硅调光LED驱动系统，所述驱动系统包括驱动芯片以及LED灯串，所述方法包括如下步骤：1)采样所述驱动系统的包含输入电压的信息，得到采样信息，并所述采样信息送入所述驱动芯片；2)所述驱动芯片根据所述采样信息，基于伏秒平衡原理获取输出电压，进而对输出电压进行判断以保持开路电压不变，从而实现输出开路保护。在开路保护时，输出电压不受输入电压参数的影响，开路电压不会变化。也即，驱动芯片对输入电压峰值以及谷底都可以有效地判断，从而有效控制驱动系统的功率MOS管的开/关，提升了输出开路电压精度，降低系统成本，提高系统可靠性。

可选的，所述采样信息为输入电压、输入电压与输出电压的和，或输入电压与输出电压的差三者其中之一。

具体的，步骤(1)进一步包括：过上分压电阻以及下分压电阻组成的分压串获取所述驱动系统的采样信息并送入所述驱动芯片，其中，所述上分压电阻一端电性连接所述驱动系统的输入电压端，另一端电性连接所述下分压电阻的一端，同时电性连接所述驱动芯片的OVP引脚，所述下分压电阻另一端接地。

可选的，在所述采样信息为输入电压时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压Vout为：

Vout＝Vin*Tonmax/Td；

根据所述采样信息获取的分压为：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*Vin；

开路电压判定条件为：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

从而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)；

即，在开路保护时，输出电压不受输入电压参数的影响；其中，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Tonmax为所述驱动系统的功率MOS管的预设最长导通时间，Td为所述驱动系统的励磁电感的退磁时间，Vovp为根据所述采样信息获取的分压，Vref为开路保护基准电压，Rovp1为上分压电阻，Rovp2为下分压电阻。

可选的，在所述采样信息为输入电压与输出电压的和时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：

Vout＝(Vin+Vout)*Tonmax/(Td+Tonmax)；

根据所述采样信息获取的分压为：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*(Vin+Vout)；

开路电压判定条件为：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

从而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)*Td/(Td+Tonmax)；

即，在开路保护时，输出电压不受输入电压参数的影响；其中，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Tonmax为所述驱动系统的功率MOS管的预设最长导通时间，Td为所述驱动系统的励磁电感的退磁时间，Vovp为根据所述采样信息获取的分压，Vref为开路保护基准电压，Rovp1为上分压电阻，Rovp2为下分压电阻。

可选的，在所述采样信息为输入电压与输出电压的差时，基于伏秒平衡原理获取的输出电压为：

Vout＝(Vin-Vout)*Tonmax/(Td-Tonmax)；

根据所述采样信息获取的分压为：

Vovp＝Rovp2/(Rovp1+Rovp2)*(Vin-Vout)；

开路电压判定条件为：

Vovp*Tonmax＝Vref*Td；

从而可以得出：

Vout＝Vref*(1+Rovp1/Rovp2)*Td/(Td-Tonmax)；

即，在开路保护时，输出电压不受输入电压参数的影响；其中，Vout为输出电压，Vin为输入电压，Tonmax为所述驱动系统的功率MOS管的预设最长导通时间，Td为所述驱动系统的励磁电感的退磁时间，Vovp为根据所述采样信息获取的分压，Vref为开路保护基准电压，Rovp1为上分压电阻，Rovp2为下分压电阻。

优选的，所述驱动方法进一步包括：3)采样环境温度并输入至所述驱动芯片，以实过温降功率。

具体的，步骤(3)进一步包括：通过温度敏感元件采样环境温度并输入至所述驱动芯片。

具体的，所述温度敏感元件为NTC电阻，所述NTC电阻的过温降功率起始温度可调范围为：+/-3度。NTC电阻是一个相对精度较高的温度敏感元件，使用它采样环境温度可以实现+/-3度的降功率起始温度分布，相比于使用传统的方法起始温度分布可能多达+/-20度，NTC电阻可以实现高精度起始温度且可调的过温降功率功能，可以满足客户对低成本结构件的需求。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。