一种双模式高增益、低噪声的宽带低噪声放大器的制作方法

本发明涉及一种双模式高增益、低噪声的宽带低噪声放大器，属于射频放大器设计技术。

背景技术：

随着多带多标准的概念在现代无线通信中受到越来越多的关注，为了支持广泛的通信标准并在单个设备中适应不同的应用，宽带的接收发机是必不可少的。在射频接收机中，天线接收到信号将直接传递给低噪声放大器(lownoiseamplifier，lna)。作为第一级有源电路，为了实现信号的良好传递及获得好的滤波特性，低噪声放大器的输入阻抗需与外界接口匹配，一般值为50ω；而在干扰信号存在的情况下，为了不使得有用信号被噪声淹没，低噪声放大器本身对噪声性能要求较高，并需要提供适当的增益抑制后级噪声；为了能够同时放大微伏级别的小信号和毫伏级别的大信号而不产生失真，低噪声放大器需要具有良好的线性度。因此，低噪声放大器面临着诸如，优秀的宽带匹配，低的噪声系数，高的增益和线性度，低功耗等等需求。

通常宽带低噪声放大器有两种实现方法：(1)采用多通道窄带低噪声放大器组合的方式，该放大的优点是电路结构直观，设计难度小，各个性能指标容易达标，缺点是，功耗大，芯片面积大，系统复杂。(2)采用单个宽带低噪声放大器，该方法的优点是芯片占用面积小，功耗小，易于集成。

近年来，已经研究出了几种不同的单片集成的宽带低噪声放大器结构。图1所示的是采用并联反馈的低噪声放大器，它的优点是可以实现较好的宽带的输入匹配和增益平坦度，但代价是增益较低和较差的噪声系数(noisefigure，nf)。图2所示的基于lc滤波器的低噪声放大器能够实现宽带输入匹配，但会导致硅片面积大，增益有限。图3所示的采用共栅结构的低噪声放大器，当ls调谐掉输入端的寄生电容，其输入阻抗与n1的跨导直接相关，因此在实现宽带抗匹配方面非常有吸引力，但是这同样限制了其增益和噪声系数。

技术实现要素：

发明目的：改善现有的宽带低噪声放大器在阻抗匹配、增益、噪声系数、线性度和功耗间的折中关系，提高设计的灵活性，本发明提供一种双模式高增益、低噪声的宽带低噪声放大器。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种双模式高增益、低噪声的宽带低噪声放大器，包括第一对nmos晶体管n1-1和n1-2、第二对nmos晶体管n2-1和n2-2、第三对nmos晶体管n3-1和n3-2、第一对pmos晶体管p1-1和p1-2、第二对pmos晶体管p2-1和p2-2、第一对电容c1-1和c1-2、第二对电容c2-1和c2-2、第三对电容c3-1和c3-2、电阻对r1和r2、电感对l1和l2；

所述第一对nmos晶体管n2-1和n2-2作为共源输入管，差分输入信号分别流入第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源极，通过第一对电容c1-1和c1-2交叉耦到对方的栅极进行放大；所述第二对nmos晶体管n2-1和n2-2作为尾电流管，经由第二对电容c2-1和c2-2交叉耦合连接；所述第三对nmos晶体管n3-1和n3-2作为共漏管用于提高反向隔离度并增加输出阻抗；

所述第一对pmos晶体管p1-1和p1-2用于提供正反馈环路以增大输入阻抗；所述第二对pmos晶体管p2-1和p2-2作为负载切换控制开关，第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的栅极分别接外部模式控制电压；当外部模式控制电压为低时，p2-1和p2-2导通；当外部模式控制电压为高时，p2-1和p2-2呈现为阻断；

所述电阻对r1和r2、电感对l1和l2构成并联峰化结构，通过电感对引入零点来补偿高频处因寄生电容引起的增益下降。

基于上述设计思路，设计的一种具体电路结构为：

所述第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的栅极分别经由第一对电容c1-1和c1-2交叉耦接该低噪声放大器的输入端，第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源级分别直接或者间接耦接该低噪声放大器的输入端；

所述第二对nmos晶体管n2-1和n2-2的栅极分别经由第二对电容c2-1和c2-2交叉耦接该低噪声放大器的的输入端，第二对nmos晶体管n2-1和n2-2的源级接地，第二对nmos晶体管n2-1和n2-2的漏极分别接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源极；

所述第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的栅极接电源，第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的源级分别接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的漏极，第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的漏极分别直接或间接耦接该低噪声放大器的输出端；

所述第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的栅极分别经由第三对电容c3-1和c3-2交叉耦接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的漏极，第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的源极接电源，第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的漏极分别接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源极；

所述第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的栅极分别接接外部模式控制电压，第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的源极接电源，第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的漏级分别接第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的漏极；

所述电阻对r1和r2的一端分别接第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的漏极，电阻对r1和r2的另一端分别经由电感对l1和l2耦接电源。

有益效果：本发明提供的双模式高增益、低噪声的宽带低噪声放大器，与现有技术相比具有如下优势：本发明改进了传统共栅级结构低噪声放大器在宽带匹配时固定跨导对增益和噪声系数的限制，提高了设计灵活度，采用有源电流源代替传统无源电感，节省了芯片面积；引入并联峰化技术，弥补了在高频处由于晶体管的寄生电容在高频时的低阻特性引起的增益衰减，拓展了带宽；通过简易的负载切换结构，实现了低噪声放大器在高增益模式和高线性度模式之间的切换。

附图说明

图1为电阻反馈共源级低噪声放大器；

图2为基于lc滤波器的低噪声放大器；

图3为共栅级低噪声放大器；

图4为本发明实施例低噪声放大器的拓扑概念图；

图5为本发明实施例低噪声放大器的电路图；

图6为本发明实施例低噪声放大器两种模式下的输入反射参数和反相隔离度的仿真图；

图7为本发明实施例低噪声放大器两种模式下的正向增益的仿真图；

图8为本发明实施例低噪声放大器两种模式下的噪声系数的仿真图；

图9为本发明实施例低噪声放大器两种模式下的输入1db增益压缩点的仿真图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如背景技术部分所述，现有的接收机朝着多标准、多频带/宽带的方向发展，这对低噪声放大器的要求也逐渐提高。共栅级结构以其优秀的线性度和稳定性在宽带放大器中广受欢迎。为了实现输入匹配，共栅级结构的低噪声放大器的跨导必须保持为特定的值，而对于共栅级结构低噪声放大器而言，它的电压增益是于它的跨导是正相关的，它的噪声系数是于它的跨导是负相关的，所以这限制了它增益和噪声性能。此外天线接收到的信号功率不一定是个固定的值，当输入功率较低时，要求系统具有高的灵敏度，因此需要一个高增益的低噪声系数的低噪声放大器，当输入功率较高时，要求系统具有高的线性度，因此需要低噪声放大器具有高的线性度。

图4是基于本发明设计的低噪声放大器的单端等效拓扑概念示意图。输入信号流向nmos管n1的源端，通过电容交叉耦合到相对的nmos管的栅极构成了负反馈，反馈增益为-aneg。与传统的共栅级lna相比，负反馈的引入在不增加额外功耗的情况下，增大了跨导，改善了噪声。nmos管n1的输出信号经由pmos管p1耦合到相对的nmos管的源级构成了正反馈。使用电容交叉耦合的m3，一方面作为电流源代替传统的用于提供直流电流路径以及调谐输入端电容的电感，另一方面提供了额外的一个正反馈路径。两个正反馈增大了输入阻抗，提高了跨导在实现高增益和最优噪声时的自由度。

本实施例包括第一对nmos晶体管n1-1和n1-2、第二对nmos晶体管n2-1和n2-2、第三对nmos晶体管n3-1和n3-2、第一对pmos晶体管p1-1和p1-2、第二对pmos晶体管p2-1和p2-2、第一对电容c1-1和c1-2、第二对电容c2-1和c2-2、第三对电容c3-1和c3-2、电阻对r1和r2、电感对l1和l2。

所述第一对nmos晶体管n2-1和n2-2作为共源输入管，差分输入信号(vin，/vin)分别流入第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源极，通过第一对电容c1-1和c1-2交叉耦到对方的栅极进行放大。

所述第二对nmos晶体管n2-1和n2-2(代替传统的电感形式)作为尾电流管，经由第二对电容c2-1和c2-2交叉耦合连接，第二对nmos晶体管n2-1和n2-2的源级接地；

所述第三对nmos晶体管n3-1和n3-2作为共漏管用于提高反向隔离度并增加输出阻抗，第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的源级分别接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的漏极，第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的栅极接电源，第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的漏级分别直接或间接耦接该低噪声放大器的输出端(vout，/vout)。

所述第一对pmos晶体管p1-1和p1-2用于提供正反馈环路以增大输入阻抗，第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的源极接电源，第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的漏极分别接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源极，第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的的栅极分别经由第三对电容c3-1和c3-2交叉耦接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的漏极。

所述第二对pmos晶体管p2-1和p2-2作为负载切换控制开关，第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的源极接电源，第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的漏级分别接该低噪声放大器的输出端(vout，/vout)，第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的栅极分别接外部模式控制电压(vc)；当vc为低时，p2-1和p2-2导通，此时p2-1和p2-2工作在线性区，体现为一个小电阻，通过调节p2-1和p2-2的尺寸大小，不同的增益都可以得到，同时由于其静态功耗未变，电路的输入线性度得到改善；当vc为高时，p2-1和p2-2呈现为高阻值，串联回路关断，电路恢复高增益模式。

所述电阻对r1和r2、电感对l1和l2构成并联峰化结构，通过电感对引入零点来补偿高频处因寄生电容引起的增益下降。

如图5所示，为基于上述实施思想的具体电路图，其连接方式为：

所述第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的栅极分别经由第一对电容c1-1和c1-2交叉耦接该低噪声放大器的输入端，第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源级分别直接或者间接耦接该低噪声放大器的输入端；

所述第二对nmos晶体管n2-1和n2-2的栅极分别经由第二对电容c2-1和c2-2交叉耦接该低噪声放大器的的输入端，第二对nmos晶体管n2-1和n2-2的源级接地，第二对nmos晶体管n2-1和n2-2的漏极分别接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源极；

所述第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的栅极接电源，第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的源级分别接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的漏极，第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的漏极分别直接或间接耦接该低噪声放大器的输出端；

所述第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的栅极分别经由第三对电容c3-1和c3-2交叉耦接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的漏极，第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的源极接电源，第一对pmos晶体管p1-1和p1-2的漏极分别接第一对nmos晶体管n2-1和n2-2的源极；

所述第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的栅极分别接接外部模式控制电压，第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的源极接电源，第二对pmos晶体管p2-1和p2-2的漏级分别接第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的漏极；

所述电阻对r1和r2的一端分别接第三对nmos晶体管n3-1和n3-2的漏极，电阻对r1和r2的另一端分别经由电感对l1和l2耦接电源。

图6、图7、图8、图9为本实施例的性能仿真图。结合这些仿真结果可以看出，本实施例提供的低噪声放大器在射频输入信号的工作频率为1.3ghz～2.3ghz内，低噪声放大器性能的指标为：高增益模式下，输入反射参数s11<-13db，反相隔离度s12<-56db，正向增益s21>14db，噪声系数nf<3.3db，输入1db增益压缩点ip1db＝-19.5db。高线性度模式下，输入反射参数s11<-10db，反相隔离度s12<-70db，正向增益s21>1db，噪声系数nf<6.7db，输入1db增益压缩点ip1db＝-10.9db。在高线性度模式下，尽管噪声性能较差，但是此时对应的输入功率较大，噪声的影响可以忽略。在1.8v的电源电压下，两种模式下电路的功耗均为4.5mw。可以看出，本发明实施例的低噪声放大器以较低的功耗实现了宽带匹配，在增益、噪声等方面具有较为优异的性能，并且以简单的形式实现了高增益、高线性度的模式切换。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。