一种高精度的振荡器电路的制作方法

本发明属于电子电路技术领域，具体涉及到一种高精度的振荡器电路。

背景技术：

振荡器是许多电子系统中重要的组成部分，广泛应用于功率转换器、微处理器和开关电源等电路中。振荡器的主要作用是为系统中其他电路提供具有一定频率的时钟信号，确保电路系统稳定协调的工作。随着电子电路技术的发展，对高性能、高稳定性的振荡器不断提出新要求。

传统振荡器的电路如图1所示，包括下限比较器comp1，上限比较器comp2，rs锁存器，限流电阻r，充放电电容c和放电晶体管m1。初始状态，电容c上的电压为0v，下限比较器comp1输出高电平，上限比较器comp2输出低电平，rs锁存器输出低电平，晶体管m1关闭，电源电压vdd给电容c充电。当电容c上的电压上升到下限阈值电压vth_l时，下限比较器comp1输出低电平，rs锁存器仍输出低电平，电源电压vdd继续给电容c充电。当电容c上的电压上升到上限阈值电压vth_h时，上限比较器comp2输出高电平，rs锁存器输出高电平，晶体管m1开启，给电容c放电，电容c的电压下降。当电容c电压下降到下限阈值电压vth_l时，下限比较器comp1翻高，rs锁存器输出低电平，晶体管m1关闭，放电停止，电源电压vdd开始给电容c充电，新的周期开始，由此在电容c上产生了锯齿波时钟信号，在rs锁存器输出端产生了方波时钟信号作为振荡器电路的输出信号。

对于传统的振荡器电路，其频率并不能精确控制，并且下限比较器comp1和上限比较器comp2的响应速度有限，电容电压常常会出现过冲和下冲的情况，导致锯齿波时钟信号变形，振荡器精度下降。

技术实现要素：

针对上述传统振荡器电路存在的不能精确控制频率和振荡器精度不高的问题，本发明提出了一种高精度的振荡器电路，利用恒流源给第一电容c1充放电，实现对频率的精确控制，另外还提出了具有输出嵌位的上限比较器comp2结构和增强正转换速率的下限比较器comp1结构，实现了对振荡器产生的锯齿波信号的过冲抑制和下冲抑制，进一步提高了振荡器的精度。

本发明的技术方案为：

一种高精度的振荡器电路，包括下限比较器comp1、上限比较器comp2和逻辑控制充放电模块，

所述逻辑控制充放电模块包括rs锁存器、第一电流源i1、第二电流源i2、第一电容c1、第一开关管m1和第二开关管m2，其中第一开关管m1为n型开关管，第二开关管m2为p型开关管；

rs锁存器的r输入端连接下限比较器comp1的输出端，其s输入端连接上限比较器comp2的输出端，其输出端连接第一开关管m1和第二开关管m2的栅极并作为所述振荡器电路的输出端；

第一开关管m1的漏极连接第二开关管m2的漏极、下限比较器comp1的负输入端和上限比较器comp2的正输入端并通过第一电容c1后接地，其源极通过第二电流源i2后接地；

第二开关管m2的源极通过第一电流源i1后连接电源电压vdd；

下限比较器comp1的正输入端连接下限阈值电压vth_l；

上限比较器comp2的负输入端连接上限阈值电压vth_h。

具体的，所述上限比较器comp2包括第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十八nmos管mnc1、第十九nmos管mnc2、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第一反相器inv1和第二反相器inv2，

第一nmos管mn1的栅极连接第三nmos管mn3的栅极、第十八nmos管mnc1的栅极和漏极以及第一偏置电流ibias1，其漏极连接第四pmos管mp4和第六pmos管mp6的栅极以及第一pmos管mp1的栅极和漏极，其源极连接第二nmos管mn2的漏极；

第四nmos管mn4的栅极连接第十八nmos管mnc1的源极、第二nmos管mn2和第七nmos管mn7的栅极以及第十九nmos管mnc2的栅极和漏极，其漏极连接第三nmos管mn3的源极，其源极连接第十九nmos管mnc2、第二nmos管mn2、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9和第十一nmos管mn11的源极并接地gnd；

第三pmos管mp3的栅极连接第三nmos管mn3的漏极、第二pmos管mp2的栅极和漏极以及第五pmos管mp5和第七pmos管mp7的栅极，其漏极连接第五nmos管mn5的漏极和第四pmos管mp4的源极，其源极连接第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第五pmos管mp5和第七pmos管mp7的源极并连接电源电压vdd；

第五nmos管mn5的栅极作为所述上限比较器comp2的负输入端，其源极连接第六nmos管mn6的源极和第七nmos管mn7的漏极；

第六nmos管mn6的栅极作为所述上限比较器comp2的正输入端，其漏极连接第五pmos管mp5的漏极和第六pmos管mp6的源极；

第九nmos管mn9的栅极连接第八nmos管mn8的栅极和漏极以及第四pmos管mp4的漏极，其漏极连接第六pmos管mp6的漏极、第十一nmos管mn11的栅极以及第十nmos管mn10的栅极和漏极；

第一反相器inv1的输入端连接第十nmos管mn10的源极以及第七pmos管mp7和第十一nmos管mn11的漏极，其输出端连接第二反相器inv2的输入端，第二反相器inv2的输出端作为所述上限比较器comp2的输出端。

具体的，所述下限比较器comp1包括第一三极管q1、第二三极管q2、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14、第十五pmos管mp15、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13、第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16、第十七nmos管mn17、第二十nmos管mnc3、第二十一nmos管mnc4、第三反相器inv3、第四反相器inv4、电阻r1和第二电容c2，

第十二nmos管mn12的栅极连接第二十nmos管mnc3的栅极和漏极以及第二偏置电流ibias2，其漏极连接第九pmos管mp9、第十pmos管mp10和第十三pmos管mp13的栅极以及第八pmos管mp8的栅极和漏极，其源极连接第十三nmos管mn13的漏极；

第十七nmos管mn17的栅极连接第十三nmos管mn13的栅极、第二十nmos管mnc3的源极以及第二十一nmos管mnc4的栅极和漏极，其漏极连接第十四pmos管mp14的漏极和第三反相器inv3的输入端，其源极连接第十三nmos管mn13、第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16和第二十一nmos管mnc4的源极并接地gnd；

第十二pmos管mp12的栅极作为所述下限比较器comp1的正输入端，其源极连接第十一pmos管mp11的源极和第九pmos管mp9的漏极，其漏极连接第十五nmos管mn15的漏极、第十六nmos管mn16的栅极和电阻r1的一端；

第十一pmos管mp11的栅极连接第一三极管q1的发射极以及第十pmos管mp10和第十六nmos管mn16的漏极并通过第二电容c2后连接电阻r1的另一端，其漏极连接第十五nmos管mn15的栅极以及第十四nmos管mn14的栅极和漏极；

第二三极管q2的发射极作为所述下限比较器comp1的负输入端，其基极连接第一三极管q1的基极和集电极以及第十三pmos管mp13的漏极，其集电极连接第十五pmos管mp15的栅极和漏极以及第十四pmos管mp14的栅极；

第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15的源极连接电源电压vdd；

第四反相器inv4的输入端连接第三反相器inv3的输出端，其输出端作为所述下限比较器comp1的输出端。

本发明的有益效果是：本发明利用恒流源对第一电容c1充放电，实现了对振荡器频率的精确控制；另外通过上限比较器comp2的输出嵌位和下限比较器comp1的正转换速率增强，实现了对振荡器产生的锯齿波信号的过冲抑制和下冲抑制，确保了振荡器的精度。

附图说明

图1为传统振荡器的电路示意图。

图2为本发明提出的一种高精度的振荡器电路的整体拓扑图。

图3为实施例中实现过冲抑制的上限比较器的电路结构图。

图4为实施例中实现下冲抑制的下限比较器的电路结构图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例详细描述本发明。

如图2所示是本发明提出的一种高精度的振荡器电路的整体拓扑图，包括下限比较器comp1、上限比较器comp2和逻辑控制充放电模块，逻辑控制充放电模块包括rs锁存器、第一电流源i1、第二电流源i2、第一电容c1、第一开关管m1和第二开关管m2，其中第一开关管m1为n型开关管，第二开关管m2为p型开关管；rs锁存器的r输入端连接下限比较器comp1的输出端，其s输入端连接上限比较器comp2的输出端，其输出端连接第一开关管m1和第二开关管m2的栅极并作为振荡器电路的输出端；第一开关管m1的漏极连接第二开关管m2的漏极、下限比较器comp1的负输入端和上限比较器comp2的正输入端并通过第一电容c1后接地，其源极通过第二电流源i2后接地；第二开关管m2的源极通过第一电流源i1后连接电源电压vdd；下限比较器comp1的正输入端连接下限阈值电压vth_l；上限比较器comp2的负输入端连接上限阈值电压vth_h。

初始状态时，第一电容c1上的电压为0v，下限比较器comp1输出高电平，上限比较器comp2输出低电平，rs锁存器输出低电平，第二开关管m2开启，第一开关管m1关闭，电源电压vdd通过第一电流源i1给第一电容c1充电。当第一电容c1上的电压上升到下限阈值电压vth_l，下限比较器comp1输出低电平，rs锁存器仍输出低电平，第一电流源i1继续给第一电容c1充电。当第一电容c1上的电压上升到上限阈值电压vth_h时，上限比较器comp2输出高电平，rs锁存器输出高电平，第一开关管m1开启，第二开关管m2关闭，第二电流源i2连接到第一电容c1上，第一电容c1到地之间形成一条恒流放电通路，第一电容c1上的电荷减少，由第二电流源i2给第一电容c1放电，第一电容c1的电压下降。当第一电容c1的电压下降到下限阈值电压vth_l时，下限比较器comp1翻高，rs锁存器输出低电平，第二开关管m2开启，第一开关管m1关闭，电源电压vdd开始给第一电容c1充电，新的周期开始，第一电容c1上的电压在上限阈值电压vth_h和下限阈值电压vth_l之间反复，由此在第一电容c1上产生了锯齿波时钟信号ramp，在rs锁存器输出产生了方波时钟信号clk作为振荡器电路的输出信号。振荡器时钟周期t可以表示为：

其中，vthh为上限阈值电压vth_h的电压值，vthl为下限阈值电压vth_l的电压值，c为第一电容c1的容值，i1和i2为第一电流源i1和第二电流源i2的电流大小。本发明利用恒流源对第一电容c1充放电，即利用第一电流源i1给第一电容c1充电，通过第二电流源i2为第一电容c1放电，实现对振荡器输出的锯齿波信号上升沿和下降沿的时间可控，从而实现对频率的精确控制。

如图3所示给出了上限比较器comp2的一种电路实现结构，包括第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十八nmos管mnc1、第十九nmos管mnc2、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第一反相器inv1和第二反相器inv2，第一nmos管mn1的栅极连接第三nmos管mn3的栅极、第十八nmos管mnc1的栅极和漏极以及第一偏置电流ibias1，其漏极连接第四pmos管mp4和第六pmos管mp6的栅极以及第一pmos管mp1的栅极和漏极，其源极连接第二nmos管mn2的漏极；第四nmos管mn4的栅极连接第十八nmos管mnc1的源极、第二nmos管mn2和第七nmos管mn7的栅极以及第十九nmos管mnc2的栅极和漏极，其漏极连接第三nmos管mn3的源极，其源极连接第十九nmos管mnc2、第二nmos管mn2、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9和第十一nmos管mn11的源极并接地gnd；第三pmos管mp3的栅极连接第三nmos管mn3的漏极、第二pmos管mp2的栅极和漏极以及第五pmos管mp5和第七pmos管mp7的栅极，其漏极连接第五nmos管mn5的漏极和第四pmos管mp4的源极，其源极连接第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第五pmos管mp5和第七pmos管mp7的源极并连接电源电压vdd；第五nmos管mn5的栅极作为上限比较器comp2的负输入端，其源极连接第六nmos管mn6的源极和第七nmos管mn7的漏极；第六nmos管mn6的栅极作为上限比较器comp2的正输入端，其漏极连接第五pmos管mp5的漏极和第六pmos管mp6的源极；第九nmos管mn9的栅极连接第八nmos管mn8的栅极和漏极以及第四pmos管mp4的漏极，其漏极连接第六pmos管mp6的漏极、第十一nmos管mn11的栅极以及第十nmos管mn10的栅极和漏极；第一反相器inv1的输入端连接第十nmos管mn10的源极以及第七pmos管mp7和第十一nmos管mn11的漏极，其输出端连接第二反相器inv2的输入端，第二反相器inv2的输出端作为上限比较器comp2的输出端。

本实施例中上限比较器comp2能够实现上冲抑制功能，第十八nmos管mnc1、第十九nmos管mnc2、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3和第四nmos管mn4构成了共源共栅电流镜，将第一偏置电流ibias1镜像到其他支路。第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第八nmos管mn8和第九nmos管mn9构成了上限比较器comp2的第一级，上限比较器comp2的第一级为折叠式共源共栅结构。第十一nmos管mn11和第七pmos管mp7构成了上限比较器comp2的第二级，上限比较器comp2的第二级为共源结构。本实施例中在上限比较器comp2第一级和第二级之间加入了第十nmos管mn10，第十nmos管mn10的主要作用是实现比较器输出由低翻高时的瞬态增强，从而减小振荡器锯齿波的过冲。以上限阈值电压vth_h为1.2v为例，当第一电容c1上的电压下降到1.2v之下时，上限比较器comp2的输出由高翻低，这时候第十nmos管mn10将导通，电路中将多一条电流通路，由此将上限比较器comp2第一级和第二级的输出的嵌位，第十一nmos管mn11的栅极不会被拉到电源电压vdd，第十一nmos管mn11的漏极不会被拉到地电位gnd，减小了比较器下次翻转电压摆幅的要求，实现了比较器输出由低翻高的瞬态增强。具体的嵌位分析如下。

一些实施例中，上限比较器comp2中第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第五pmos管mp5和第七pmos管mp7的尺寸比优选为：

第四nmos管mn4和第七nmos管mn7的尺寸比可以表示为：

所以当上限比较器comp2正输入端和负输入端电压相等，且所有管子都处于饱和区时，各个管子中的电流如下：

imn5＝imn6＝ibias

imp3＝imp5＝3ibias

imn8＝imn9＝2ibias

imp7＝imn11＝ibias

其中ibias为第一偏置电流ibias1的电流值，当第一电容c1上的电压高于1.2v，尾电流全部从第五nmos管mn5中流过，第六nmos管mn6中没有电流。第十nmos管mn10开启，形成一条新的电流通路，第五pmos管mp5所在支路的部分电流通过第十nmos管mn10流入第十一nmos管mn11中，此时第九nmos管mn9、第十nmos管mn10和第十一nmos管mn11的电流分配如下：

ids，mn9＝ibias

ids，mn10＝2ibias

ids，mn11＝3ibias

第十nmos管mn10工作在饱和区，第十一nmos管mn11工作在线性区，第十nmos管mn10和第十一nmos管mn11的漏源电流可以表示为：

其中，μ为电子的迁移率，cox为单位面积的栅氧化层电容，(w/l)mn10和(w/l)mn11分别为第十nmos管mn10和第十一nmos管mn11的尺寸比，vgs,mn10和vgs,mn11为第十nmos管mn10和第十一nmos管mn11的栅源电压，vds,mn11为第十一nmos管mn11的漏源电压，vth为nmos管的阈值电压。

第十一nmos管mn11的栅源电压vgs，mn11、漏源电压vds，mn11和第十nmos管mn10的栅源电压vgs，mn10有如下关系：

vgs，mn11-vgs，mn10＝vds，mn11

联立可得，第十一nmos管mn11漏源电压的嵌位值为：

通过以上分析可知，本实施例中通过在上限比较器comp2中添加了一条电流通路，实现了上限比较器comp2瞬态增强，抑制了第一电容c1上的电压过冲。第一反相器inv1和第二反相器inv2用于对上限比较器comp2的输出波形进行整形。

如图4所示给出了下限比较器comp1的一种电路实现结构，包括第一三极管q1、第二三极管q2、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14、第十五pmos管mp15、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13、第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16、第十七nmos管mn17、第二十nmos管mnc3、第二十一nmos管mnc4、第三反相器inv3、第四反相器inv4、电阻r1和第二电容c2，第十二nmos管mn12的栅极连接第二十nmos管mnc3的栅极和漏极以及第二偏置电流ibias2，其漏极连接第九pmos管mp9、第十pmos管mp10和第十三pmos管mp13的栅极以及第八pmos管mp8的栅极和漏极，其源极连接第十三nmos管mn13的漏极；第十七nmos管mn17的栅极连接第十三nmos管mn13的栅极、第二十nmos管mnc3的源极以及第二十一nmos管mnc4的栅极和漏极，其漏极连接第十四pmos管mp14的漏极和第三反相器inv3的输入端，其源极连接第十三nmos管mn13、第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16和第二十一nmos管mnc4的源极并接地gnd；第十二pmos管mp12的栅极作为下限比较器comp1的正输入端，其源极连接第十一pmos管mp11的源极和第九pmos管mp9的漏极，其漏极连接第十五nmos管mn15的漏极、第十六nmos管mn16的栅极和电阻r1的一端；第十一pmos管mp11的栅极连接第一三极管q1的发射极以及第十pmos管mp10和第十六nmos管mn16的漏极并通过第二电容c2后连接电阻r1的另一端，其漏极连接第十五nmos管mn15的栅极以及第十四nmos管mn14的栅极和漏极；第二三极管q2的发射极作为下限比较器comp1的负输入端，其基极连接第一三极管q1的基极和集电极以及第十三pmos管mp13的漏极，其集电极连接第十五pmos管mp15的栅极和漏极以及第十四pmos管mp14的栅极；第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十三pmos管mp13、第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15的源极连接电源电压vdd；第四反相器inv4的输入端连接第三反相器inv3的输出端，其输出端作为下限比较器comp1的输出端。

第二十nmos管mnc3、第二十一nmos管mnc4、第十二nmos管mn12和第十三nmos管mn13组成了共源共栅电流镜，将电流精确镜像到各条支路。第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15和第十六nmos管mn16构成了单位增益缓冲器，密勒电容即第二电容c2和电阻r1确保单位增益缓冲器的稳定性。单位增益缓冲器主要作用是将下限比较器comp1的差分输入对管与下限阈值电压vth_l隔离开来，防止振荡器输出造成串扰，同时单位增益缓冲器可以吸收第一三极管q1的电流。

下限比较器comp1采用基极耦合对第一三极管q1和第二三极管q2实现差分输入。第十三pmos管mp13镜像第八pmos管mp8中的电流来保证第一三极管q1的静态工作点。下限比较器comp1的输出电流以及输出电容的大小限制了下限比较器comp1的转换速率，而三极管具有很强的电流能力，实现转换速率的增强。三极管的电流可以表示为：

其中，ic为三极管集电极电流，vbe为三极管基极-发射极电压，vt为热电压，e为自然常数，vce为集电极-发射极电压，va为厄尔利电压。

三极管的电流与基极-发射极为指数关系，当第一开关管m1和第二开关管m2的漏端电压即锯齿波信号的电压ramp低于下限阈值电压vth_l时，第二三极管q2产生很大的下拉电流，通过第十五pmos管mp15镜像到第十四pmos管mp14，第十四pmos管mp4的漏极电位被迅速拉高，通过第三反相器inv3和第四反相器inv4整形后，下限比较器comp1输出高电平，由此实现了正转换速率的增强，当第一电容c1上的电压低于下限阈值电压vth_l时，下限比较器comp1可以快速响应，抑制了第一电容c1上的电压下冲。

综上所述，本发明利用恒流源对第一电容c1进行充放电，实现了对振荡器频率的精确控制；另外通过在上限比较器comp2中添加了一条电流通路，实现了上限比较器comp2瞬态增强，抑制了第一电容c1上的电压过冲，提出的下限比较器comp1的结构增强了正转换速率，能够实现快速响应，抑制了第一电容c1上的电压下冲，进一步提高了振荡器的精度。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。