增强抑制性的声波滤波器的制作方法

本发明总体涉及微波滤波器，尤其涉及专门为高频选择性应用而设计的声波滤波器。

背景技术：

电子滤波器长期以来一直用于处理电信号。这种滤波器尤其用于从输入信号中通过所需的信号频率选择所需的电信号频率，同时阻断或衰减其他不需要的电信号频率。滤波器按一般类别来分可分为低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器，表示滤波器有选择地通过的频率类型。此外，滤波器还可以按类型分类，例如，巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、逆切比雪夫滤波器，和椭圆滤波器，表示滤波器相对于理想频率响应提供的带状频率响应类型(频率截止特性)。

滤波器的使用种类通常与预期用途相挂钩。在通信应用中，射频(rf)滤波器在用无线链路上传输信息的电信系统中的使用是相当常见的，rf滤波器用于例如基站的射频前端、移动设备、卫星收发和地面接收机、物联网(iot)设备、笔记本电脑和平板电脑、固定点链接和其他类似系统，对所有或一个或更多个预定义的频带中的射频信号进行过滤或阻塞。其中最重要的是大约500-3500兆赫的频率范围。在美国，有一些被用于蜂窝通信的标准频段。这些标准频段包括频段2(～1800-1900兆赫)、频段4(～1700-2100兆赫)、频段5(～800-900兆赫)、频段13(～700-800兆赫)和频段17(～700-800兆赫)；也随着其他频段的出现。

射频滤波器通常需要许多设计权衡，以便在插入损耗、抑制、隔离、功率处理、线性度以及尺寸和成本等性能参数的特定应用中实现最佳处理办法。特殊的设计与制造方法和增强可以同时满足其中一个或多个需求。电信系统中射频滤波器的性能增强对系统性能有着广泛的影响。实现的改进会体现在这几种方面上：电池大小、电池寿命、数据速率、网络容量、成本、安全性、可靠性等。这些改进可以在无线系统的多个级别上分别实现或组合实现，例如在射频模块、射频收发器、移动或固定子系统或网络级别上分别实现或组合实现这些改进。

射频滤波器通常使用两个电路构建块来构建，这两个电路构建块为：多个谐振器，其在谐振频率(该谐振频率可以是基本谐振频率f0或各种高阶谐振频率f1-fn中的任意一个)下有效地存储能量；以及多个耦合器，耦合谐振器之间的电磁能形成多个反射零点，提供更宽的频谱响应。例如，四谐振器滤波器可以包括四个反射零点。给定的耦合器的强度由其电抗(即电感和/或电容)决定。耦合器的相对强度决定了滤波器的形状，耦合器的拓扑结构决定了滤波器是执行带通或带阻功能。谐振频率f0在很大程度上取决于各自谐振器的电感和电容。对于传统的滤波器设计，滤波器为有源的频率由构成滤波器的谐振器的谐振频率决定。由于上述原因，每个谐振器必须具有非常低的内阻，以使滤波器的响应清晰并且具有高度选择性。这种对低电阻的要求往往会推动特定技术谐振器的尺寸和成本发展。

双工器是一种专用的滤波器，是移动设备前端的关键部件。现代移动通信设备(使用lte、wcdma或cdma)同时发射和接收并且使用相同的天线。双工器将高达0。5瓦功率的发射信号与低至1微微瓦的接收信号分离。发射和接收信号在不同频率的载波上进行调制，使双工器能够选择它们，即使如此，双工器也必须以非常小的尺寸提供频率选择、隔离和低插入损耗，其中尺寸通常只有大约2平方毫米。

前端接收滤波器优选会采用定义明确的带通滤波器的形式，以消除在接近接收信号频率的频率处的强干扰信号产生的各种不利影响。由于前端接收滤波器在天线输入端的位置，为了不降低噪声系数，插入损耗必须非常低。在大多数滤波器技术中，要获得较低的插入损耗，就需要在滤波器的陡度或选择性上做出相应的改进。

在实际应用中，大多数手机滤波器都是采用声学谐振器技术构建的，如表面声波(saw)、体声波(baw)和薄膜体声波谐振器(fbar)技术。声学谐振器的等效电路有两个间隔很近的频率谐谐振，称为“谐谐振”频率和“反谐谐振”频率(见k。s。vandyke，压电谐振器及其等效网络程序(piezoelectricresonatoranditsequivalentnetworkproc))。ire，第16卷，1928年，第742-764页)。与等效电感/电容谐振器相比，这种声学谐振器滤波器具有插入损耗低(中心频率为1分贝)、体积小、成本低的优点。因此，在移动设备前端接收滤波器中，声学谐振器经常用于射频滤波应用。

为了产生带通滤波器，声学谐振器通常以梯形拓扑结构(交替串联和并联谐振器)布置。声学梯形滤波器在手机应用方面非常成功，目前每年售出超过10亿台。然而，无线技术朝着多功能设备和更密集的电磁频谱方面发展是当今的趋势，需要滤波器以适应越来越多线条形状更清晰的频段，同时也要求减小尺寸、成本和功耗。

除了锐化滤波器通带的线条形状，还需要确保频率响应中的不连续尽可能远离通带。例如，一个典型的声学谐振器有多个交叉指(例如，80-100个指)，它们在指之间来回反射声波。指之间的声学反射相位相加以产生谐振的频带可以称为“布拉格频带”。频率响应中的不连续性特征出现在布拉格频带的上边缘，即声学反射相位相加的最高频率处。这种布拉格谐振可以扭曲带通滤波器的通带的高压侧，导致在这些频率处出现过度损耗。因此，由于如果这种不连续特性发生在通带内，滤波器的性能可能会受到影响，因此确保不连续特性发生在滤波器通带之外非常重要。

技术实现要素：

根据此发明，声滤波器包括一压电层、整体布置在压电层上的声学谐振器结构、以及整体布置在压电层上并电耦合(例如，并联)至声学谐振器结构的集总电容结构。压电层可能为例如，压电基片或可能为薄膜压电整体布置在非压电基片上。所述声学谐振器结构包括平面交叉指状谐振器指的布置，所述集总电容结构包括平面交叉指状电容指的布置。交叉指状电容指和交叉指状谐振器指含有相互平行、倾斜或正交的方向。

在一个实例中，声滤波器还可包括整体地布置在压电层上的金属化信号平面，以及整体地布置在压电层上的金属化接地平面。在这种情况下，每个声学谐振器结构和电容谐振器结构会在信号平面和接地平面之间电耦合。集总电容结构可部分嵌套，也可完全嵌套在信号平面和地平面中的至少一个内。在另一个单独的实施例中，声滤波器还可以包括整体地设置在压电层上的金属化输入信号平面部分，以及整体地设置在压电层上的金属化输出信号平面部分。在这种情况下，每个声学谐振器结构和电容谐振器结构在输入信号平面部分和输出信号平面部分之间电耦合。集总电容结构可至少部分嵌套，也可完全嵌套在输入信号平面部分和输出信号平面部分中的至少一个部分内。

根据本发明的第一个方面，交叉指状电容指中的至少一个和所有交叉指状电容指中的每一个都具有完全连续的边缘。在一个实施例中，每个交叉指状电容指的整个边缘均具有一个或多个波动(例如，单个波动或多个波动)。

根据本发明的第二个方面，交叉指状电容指和交叉指状谐振器指具有彼此平行的方向。沿交叉指状电容指中的至少一个和所有交叉指状电容指中的每一个的长度的整个边缘的有限部分未与沿交叉指状谐振器指的长度的整个边缘的任何有限部分平行。在一个实施例中，每个交叉指状电容指的整个边缘具有一个或多个波动(例如，单个波动或多个波动)。在另一个单独的实施例中，每个交叉指状电容指的整个边缘具有至少一个锯齿(例如，单个锯齿或多个锯齿)。

根据本发明的第三方面，所述交叉指状电容性指的至少一个和所有交叉指状电容性指中的每一个包括多个交叉指状电容子指。在一个实施例中，多个交叉指状电容子指具有与交叉指状电容子指的方向正交的方向。在另一实施例中，每个子指具有形成至少一个波动的边缘。在另一个单独的实施例中，每个子指具有形成至少一个锯齿的边缘。在又一实施例中，沿至少一个交叉指状电容子指长度的边缘的有限部分不与沿交叉指状谐振器指长度的边缘的任何有限部分平行。

根据本发明的第四个方面，交叉指状电容指中的至少一个中的每个的长宽比小于2，并且优选小于1。在一个实施例中，每个交叉指状电容指形成单个波动。在另一个单独的实施例中，每个交叉指状电容指形成一单个锯齿。

此发明的其他和另外方面和特征将通过阅读以下优选实施例的具体实施方式体现出来，这些优选实施例旨在说明并不限制此发明。

附图说明

这些附图说明了本发明的优选实施例的设计和实用性，其中类似的元素由共同的附图标记表示。为了更好地理解如何获得本发明的上述优点和目的以及其他优点和目的，将参考本发明的具体实施例，对上述简要描述的本发明进行更具体的描述，其中具体实施例在附图中有所示出。应当理解，这些附图仅是对本发明的典型实施例的叙述，因此不视为限制其范围，并且通过使用附图来另外详细描述和解释本发明，其中：

图1是无线电信系统的方框图；

图2是布置在n阶阶梯拓扑中的传统微波声学滤波器的示意图；

图3是将图2的声学滤波器的声学谐振器转变为等效修正巴特沃思-凡-戴克(mbvd)模型的示意图；

图4为图2传统声学滤波器的mbvd等效电路示意图；

图5是根据本发明的一个实施例构造的增强型微波声学滤波器的示意图；

图6为图5增强型声学滤波器的mbvd等效电路示意图；

图7是比较图3的传统声学滤波器和图5的增强型声学滤波器的通带的频率响应图；

图8是对比图3传统声学滤波器和图5增强型声学滤波器通带上边缘的频率响应图；

图9是比较图3传统声学滤波器和图5增强型声学滤波器通带上边缘的另一频率响应图；

图10是比较图3的传统声学滤波器和图5的增强型声学滤波器的带外抑制的频率响应图；

图11a是图5中用于增强型声学滤波器的带有额外电容元件的实际串联声学谐振器的平面图；

图11b是图11的实际声学谐振器的一部分的平面图；

图12是一个实际的并联声学谐振器的平面图，该谐振器带有一个额外的电容元件，该电容元件被制造用于图5的增强型声学滤波器中；

图13a为传统单段带通声学滤波器电路的原理图；

图13b为图13a传统声学滤波器电路的mbvd等效电路示意图；

图13c是图13b传统声学滤波器通带的频率响应图；

图14a-14c是不同带宽的通带的频率响应图；

图15是比较图14a-14c的通带的频率响应图；

图16a是增强型单段带通声学滤波器电路的原理图，其中电容元件与并联谐振器并联；

图16b是图16a的增强型声学滤波器电路的mbvd等效电路的示意图；

图16c是图16b的增强型声学滤波器通带的频率响应图；

图17a是增强型单段带通声学滤波器电路的示意图，其中电容元件与串联谐振器并联；

图17b是图17a增强型声学滤波器电路的mbvd等效电路的示意图；

图17c是图17b的增强型声学滤波器通带的频率响应图；

图18是比较增强型声学谐振器和传统声学谐振器的频率响应图；

图19a是可用于图5的声学滤波器的集总电容结构的一个实施例的平面图，尤其显示了与集总谐振结构正交的集总电容结构；

图19b是图19a的集总电容结构的实施例的平面图，特别显示了与集总谐振结构平行的集总电容结构；

图19c是图19a的集总电容结构的实施例的平面图，特别显示了倾斜于集总谐振结构的集总电容结构；

图20a是可用于图5的声学滤波器的集总电容结构的另一个实施例的平面图，尤其显示了与集总谐振结构正交的集总电容结构；

图20b是图20a的集总电容结构的实施例的平面图，特别显示了与集总谐振结构平行的集总电容结构；

图20c是图20a的集总电容结构的实施例的平面图，特别显示了倾斜于集总谐振结构的集总电容结构；

图21a是可用于图5的声学滤波器的集总电容结构的另一个实施例的平面图，尤其显示了与集总谐振结构正交的集总电容结构；

图21b是图21a的集总电容结构的实施例的平面图，特别显示了与集总谐振结构平行的集总电容结构；

图21c是图21a的集总电容结构的实施例的平面图，特别显示了倾斜于集总谐振结构的集总电容结构；

图22a是可用于图5的声学滤波器的集总电容结构的又一个实施例的平面图，尤其显示了与集总谐振结构正交的集总电容结构；

图22b是图22a的集总电容结构的实施例的平面图，特别显示了与集总谐振结构平行的集总电容结构；和

图22c是图22a的集总电容结构的实施例的平面图，特别显示了倾斜于集总谐振结构的集总电容结构。

具体实施方式

本发明描述了一种增强型声波(aw)微波滤波器通带一侧或两侧的抑制的设计技术，声波(aw)微波滤波器例如，表面声波(saw)、体声波(baw)、薄膜体声波谐振器(fbar)或微机电系统(mems)滤波器。这项技术采用标准的制造技术，并且可以在不改变微波滤波器所在的芯片的总体尺寸的情况下实现。这种技术在带隙连续双工器中实施时非常有用。在邻近的频段也能获得增强的抑制。进一步超出频带的频率，包括通带的上方和下方的频率，都可以被更多地抑制，这将有助于阻止不需要的信号干扰前端接收器的性能。也可以设计窄带滤波器/双工器，从而增加给定压电材料的设计数量。声学微波滤波器可以在300兆赫到300千兆赫的微波频率范围内工作，但最适用于300兆赫到10千兆赫的频率下工作，尤其适用于在500兆赫到3。5千兆赫的频率范围下工作。

本文所述的aw微波滤波器具有单通带的频率响应，特别适用于需要具有紧密间隔阻带的通带的电信系统双工器。例如，参照图1，电信系统10用于通过无线链路发送或接收信息的设备的前端，例如，基站、移动设备、卫星收发器和地面接收器、物联网(iot)设备、笔记本电脑和平板电脑、定点链接和其他类似系统。电信系统10可以包括能够发送和接收无线信号的收发器12和能够控制收发器12的功能的控制器/处理器14。收发器12通常包括宽带天线16、具有发射滤波器24和接收滤波器26的双工器18、通过双工器18的发射滤波器24耦合到天线16的发射器20和通过双工器18的接收滤波器26耦合到天线16的接收器22。

发射器20包括上变频器28，上变频器28配置用于将控制器/处理器14提供的基带信号转换为射频(rf)信号；配置用于放大射频信号的可变增益放大器(vga)30；配置用于在控制器/处理器14选择的工作频率下输出rf信号的带通滤波器32；以及配置用于放大滤波射频信号的功率放大器34，然后通过双工器18的发射滤波器24将滤波rf信号提供给天线16。

接收器22包括一个陷波或阻带滤波器36，陷波或阻带滤波器36配置为通过接收器滤波器26抑制来自天线16的射频信号输入的发射信号干扰；一个低噪声放大器(lna)38，配置为以相对低噪声放大来自阻带滤波器36的rf信号；一可调谐带通滤波器40，其配置用于以控制器/处理器14选择的频率输出放大的射频信号；以及一下变频器42，其配置用于将射频信号向下转换为提供给控制器/处理器14的基带信号。或者，由阻带滤波器36执行的抑制发射信号干扰的功能可以由双工器18执行。或者，发射器20的功率放大器34可以设计为减少发射信号干扰。

应当理解的是，图1所示的方框图本质上是功能性的，并且可以由一个电子元件执行多个功能，也可以由多个电子元件执行一个功能。例如，上变频器28、vga30、带通滤波器40、下变频器42和控制器/处理器14执行的功能通常由单个收发器芯片执行。带通滤波器32的功能可以进入双工器18的功率放大器34和发射滤波器24。

本文所述的示例性设计技术用于设计电信系统10前端的声学微波滤波器，尤其是双工器18的发射滤波器24，尽管相同的技术可用于设计用于声学微波滤波器，双工器18的接收滤波器26和其他射频滤波器。此外，尽管本文描述的示例性设计技术用于电信系统10的前端，但此类示例性设计技术可用于其他系统，例如无线电、电子和信息战系统。

现在参考图2，将描述传统带通滤波器100的一个实施例。滤波器100以n阶阶梯拓扑排列(即在这种情况下，n＝9表示谐振器的数量等于9)。滤波器100包括电压源v、源电阻s、负载电阻l、五个串联(或串联)声学谐振器zs1-zs5和四个并联(或并联)声学谐振器zp1-zp4。

参考图3，每个声学谐振器z可以用改进的巴特沃思-凡-戴克(mbvd)模型110来描述。mbvd模型110也可描述saw谐振器，saw谐振器可通过在压电基片(例如晶体石英、铌酸锂(linbo3)、钽酸锂(litao3)晶体或baw(包括fbar)谐振器或mems谐振器)上配置叉指换能器(idt)来制造。每个mbvd模型110包括一个运动电容cm、一个静态电容c0、一个运动电感lm和一个电阻r。运动电容cm和运动电感lm可能是电声行为相互作用的结果，因此可以称为mbvd模型的运动臂。静态电容c0可能由结构的电容引起，因此可以称为mbvd模型的静态(非运动)电容。电阻r可能由声学谐振器的电阻引起。

参考图4，可以用如图3所示的mbvd模型110替换传统滤波器100的每个声学谐振器z。对本发明具有重要意义的是，已经发现，通过添加与至少一个声学谐振器110并联的至少一个电容元件，可以显著提高传统带通滤波器100的带内和带外抑制。例如，如图5所示，具有改进的带内和带外抑制的增强型带通滤波器200的实施例类似于传统带通滤波器100，但增强型带通滤波器200包含多个附加电容元件120(cs1-cs5和cp1-cp4)，每个附加电容元件都与各自的一个声学谐振器(zs1-zs5和zp1-zp4)并联。例如，每个电容性元件120的电容可在0。5pf-2。0pf范围内，具体地说，在0。8pf-1。5pf范围内，更具体地说，在0。9pf-1。1pf范围内。参考图6，可将增强型滤波器200的每个声学谐振器z替换为如图3所示的mbvd模型110。

如图7所示，可根据插入损耗|s21|²将增强型带通滤波器200的模拟频率响应与传统带通滤波器100的模拟频率响应进行比较，其中cs1、cs2、cs3、cs4和cs5的值设置为0。4pf，cp1、cp2、cp3和cp4的值设置为0。0pf。增强的频率响应与传统的声学滤波器在上3db插入损耗点对齐，以便比较通带上侧面的斜率。如图所示，增强型带通滤波器200通带的下边缘比传统带通滤波器100的名义通带的下边缘更锋利。如图8和图9更详细显示，当滤波器100和200的上通带边缘在各自的-3db频率上对齐时，可以看出增强型滤波器200比通带上边缘的传统滤波器100具有更好的抑制性能。如图10中进一步所示，与带通滤波器100相比，带通滤波器200具有显著改进的带外抑制。

电容元件120可以很容易地融入现有的传统滤波器结构中，以创建带通滤波器200。例如，如图11a和11b，滤波器200a的一部分包括压电层252、金属化信号平面254、声学谐振器结构258a和独特的集总电容结构260a，均整体布置在压电层252上。压电层252可以是，例如，压电基片，或者可以整体地布置在非压电基片上，例如，作为薄膜压电。信号平面254包括输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b。声学谐振器结构258a对应于图5中的一个直列谐振器zs，在输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b之间电耦合，和在所示实施例中，直接连接到输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b。声学谐振器结构258a包括由多个交叉谐振器指266形成的叉指换能器(idt)262，用于生成声波的ers266和用于将声波反射回idt262的可选反射器264。所示集总电容结构260耦合到声学谐振器结构258a的两端，尤其是直接电耦合在输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b之间，并且在所示实施例中，直接连接对于输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b。与idt262类似，集总电容结构260a包括多个交叉指状电容指268。但是，为了避免声波的激发，交叉指状电容指268与交叉指状谐振器指266正交。

作为另一个示例，如图12所示，滤波器200b的另一部分包括压电层252和信号平面254、金属化接地平面256、声学谐振器结构258b，以及独特的集总电容结构260b，均整体设置在压电层252上。声学谐振器结构258b对应于图5中分路谐振器zp中的一个，电耦合在信号平面254和接地平面256之间。与声学谐振器结构258a一样，声学谐振器结构258b包括由多个交叉指状谐振器指266形成的用于产生声波的idt262和用于将声波反射回idt262的可选反射器264。集总电容结构260b显示耦合到声学谐振器结构258b的两端，尤其是直接电耦合在信号平面254和接地平面256之间，并且在所示实施例中直接连接到信号平面254和接地平面256。与idt262类似，集总电容结构260b包括多个交叉指状电容指268，多个交叉指状电容指268与交叉指状谐振器指266正交，以避免声波的激发。

值得注意的是，尽管集总电容结构260b可以与信号平面254和接地平面256保持一定距离的连接，但为了利用压电层252上的有限空间，交叉指状电容指268至少部分嵌套在信号平面254和接地平面256的一个或两个平面内。通过这种方式，集总电容结构260b可以更容易地并入现有的滤波器布局中。在所示实施例中，交叉指状电容指268完全嵌套在接地平面256内。在替代实施例中，集总电容结构260a的交叉指状电容指268可至少部分地嵌套和可完全嵌套在图11b所示的输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b的一个或两个部分中。

参考图13-17，现在将描述与传统带通滤波器100相比，支持改进带外抑制的理论。首先参考图13a-13c，传统的单段带通滤波器电路300可以有一个由串联(或串联)声学谐振器zs和并联(或并联)声学谐振器zp组成的单声学谐振器对302(图13a)。在传统的带通滤波器100或增强型带通滤波器200中可以找到四对这样的声学谐振器。例如，声学谐振器对可以在滤波器100、200中标识为谐振器zs1/zp1、zs2/zp2、zs3/zp3和zs4/zp4，或者标识为谐振器zp1/zs2、zp2/zs3、zp3/zs4和zp4/zs5。如图13b所示，滤波器电路300的每个声学谐振器z都可以替换为bvd模型100(即图3所示的无电阻r的mbvd模型110)，并建模以创建具有由图13c所示的|s21|²频率响应表示的轮廓的通带。

将串联谐振器zs的谐振和反谐振频率分别指定为ωrs和ωas，并将每个并联谐振器zp的谐振和反谐振频率分别指定为ωrp和ωap。当ωrs和ωap大致相等时，反射零点在＝ωrs处，ωap定义一个以接近ωrs为中心的通带，ωap被创建，传输零点在＝ωrp处，定义通带边缘。将弧度的频率ω转换为赫兹，得到fa＝ωrp/2π，fb＝ωrs/2π，fc＝ωap/2π，fd＝ωas/2π。

图13b中的等效滤波电路300中的参数通过以下公式进行关联：

[1]

[2]

ωr和ωa可以是任何给定声学谐振器的各自谐振和反谐振频率，γ可取决于材料的性质，其可进一步定义为：

[3]

从公式[1]可以理解，每个声学谐振器的谐振频率将取决于bvd模型110’的运动臂，而滤波器特性(例如带宽)将受到公式[2]中γ的强烈影响。声学谐振器的品质因数(q)可能是声学滤波器设计中的一个重要优值，与滤波器内部元件的损耗有关。电路元件的q表示每循环存储的能量与每循环消耗的能量之比。q因子模拟每个声学谐振器中的实际损耗，通常需要一个以上的q因子来描述声学谐振器中的损耗。对于滤波器示例，q因子可定义如下。运动电容cm可具有定义为qcm＝10⁸的相关q；静态电容c0可具有定义为qc0＝200的相关q；运动电感lm可具有定义为qlm＝1000的相关q。电路设计人员通常可以通过谐振频率ωr、静态电容c0、γ和质量系数qlm来表征saw谐振器。对于商业应用，声表面波谐振器的qlm可能约为1000，而baw谐振器的qlm可能约为3000。对于42度xy切割的litao3，典型的γ值可能在约12到约18之间。

使用标准谐振公式：

[4]其中f为频率，单位为赫兹，l为电感，单位为亨利，c为电容，单位为法拉，图13c等效滤波器电路的传输零点和反射零点可计算如下。通带下边缘的传输零点实际上是电路lm1和cm1产生的谐振(即声学谐振器zp的谐振)，并由以下公式给出：

[5]这种谐振会对返回路径产生有效的短路，并且不会将电力从滤波器的输入端传输到输出端。位于通带中的一个反射零点实际上是电路lm1、cm1和c01产生的谐振(即声学谐振器zp的反谐振)，并由以下公式给出：

[6]这种谐振会对返回路径产生有效的开路，允许电力从滤波器的输入端传输到输出端。位于通带中的另一个反射零点实际上是由电路lm2和cm2产生的谐振(即声学谐振器zs的谐振)，并由以下公式给出：

[7]这种谐振产生了一个有效的短路，允许电力从滤波器的输入端传输到输出端。通带上边缘的传输零点实际上是电路lm2、cm2和c02产生的谐振(即声学谐振器zs的反谐振)，并由以下公式给出：

[8]这种谐振会对返回路径产生有效的开路，防止电力从滤波器的输入端传输到输出端。

参考图14a-14c，声学滤波器300a-300c的带宽与频率fa和fb之间的间距以及频率fc和fd之间的间距紧密耦合。如图15所示，对这些声学滤波器的频率响应的比较表明，随着这些间距变大，声学滤波器的相对带宽增加，声学滤波器通带的斜率变浅(参见声学滤波器电路300c的频率响应)。相反，随着这些间距变小，这些声学滤波器的相对带宽减小，声学滤波器通带的斜率变陡(参见声学滤波器电路300a的频率响应)。

现在参考图16a-16c，假设在原滤波器电路300(图16a)的分路声学谐振器zp的并联中加入电容csh，并将分路声学谐振器zp替换为bvd模型110’，以创建一个新的滤波器电路300’(图16b)，产生一个|s21|²频率响应，与原滤波电路300的|s21|²频率响应相比较(图16c)。

在新的滤波器电路300'中，位于通带下边缘的传输零点实际上是由电路lm1和cm1产生的谐振(即声学谐振器zp的谐振)。因此，该传输零点随电容csh的增加而保持不变，因此位于上述公式[5]给出的频率fa处。位于通带中的一个反射零点实际上是由电路lm1和cm1(即声学谐振器zp的谐振)。

因此，该传输零点随电容csh的增加而保持不变，因此位于上述公式[5]给出的频率fa处。位于通带中的一个反射零点实际上是与电容csh并联的电路lm1、cm1和c01产生的谐振(即声学谐振器zp的反谐振)，并由以下公式给出：

[9]

公式[6]中的反射零点fb与公式[9]中的反射零点fb'之间的关系可以通过为集中元素赋值并求解公式[6]和[9]来确定。设置lm1＝cm1＝c01＝1，然后和其中设k是常数。当csh＝0时，fb＝fb'。对于csh的任何正值，则fb’<fb。

如前文所述，可以理解，添加与分路谐振器zp并联的电容csh的结果不会影响传输零点fa的位置，但会导致反射零点fb在频率上向下移动到fb'。由于滤波器匹配受到影响(降级)，传输零点fa可以移动得更高，以使滤波器匹配返回到其原始响应，这也会缩小滤波器带宽。产生的滤波器在通带的下侧有一个更陡的裙部。

现在参考图17a-17c，假设电容cse与原滤波电路300(图17a)的直列声学谐振器zs并联，并将直列声学谐振器zs替换为图3所示的mbvd模型110，以创建新的滤波电路300”(图17b)，其中与原滤波电路300(图17c)的|s21|²频率响应相比，上述新的滤波电路300”产生了|s21|²频率响应。

在新的滤波器电路300”中，位于通带内的反射零点实际上是由lm2和cm2产生的谐振(即声学谐振器zs的谐振)。因此，反射零点随电容cse的增加而保持不变，因此位于上述公式[7]给出的频率fc处。位于通带右边缘的传输零点实际上是由电路lm2、cm2和c02产生的谐振(即声学谐振器zs的反谐振)，并由以下公式给出：

[10]

公式[8]中的传输零点fd与公式[10]中的传输零点fd'之间的关系可以通过为集中元素赋值并求解公式[8]和[10]来确定。设置lm2＝cm2＝c02＝1，然后和其中k是一个常数。当cse＝0时，fd＝fd'。对于cse的任何正值，则fd’<fd。

如前文所述，可以理解，添加与直列谐振器zs并联的电容cse的结果不会影响反射零点fc的位置，但会导致传输零点fd在频率上向下移动到fd'。滤波器匹配不受太大的影响，所得到的滤波器的频率响应在通带的高侧更窄也更陡。

因此，与声学滤波器的并联谐振器并联的电容使通带的下边缘变窄变陡，而与声学滤波器的串联谐振器并联的电容使通带的上边缘变窄变陡。结果就是，平行于声学滤波器的分路谐振器和直列谐振器增加电容会使通带的两边变窄变陡。因此，较窄的滤波器可以用压电材料实现，压电材料通常用于更宽的带宽滤波器。通过使声学滤波器变窄，通带插入损耗增加，滤波器裙部变陡。提高通带陡度的好处可以通过在频率上上下移动整个滤波器来实现，以最大化从频带边缘到抑制频率的客户要求。

在声学滤波器的并联谐振器上并联电容，也能有效地使上布拉格带谐振进一步远离通带。例如，参考图18，无附加并联电容的传统并联谐振器的频率响应(就实际阻抗而言)和附加并联电容为1。0pf的增强型并联谐振器的频率响应(就实际阻抗而言)可以进行比较。传统声学谐振器和增强型声学谐振器的谐振相同，显示在标记m1(1。898ghz)处。同样，传统声学谐振器和增强型声学谐振器的上布拉格频带频率相同，显示在标记m4和m5(2。028ghz)处。传统声学谐振器的反谐振显示在标记m3(1。964ghz)处，而增强型声学谐振器的反谐振显示在标记m2(1。964ghz)处。可以理解，对于传统的声学谐振器，标记m4处的上布拉格频带频率比标记m3处的反谐振频率高64兆赫，而对于增强型声学谐振器，标记5处的上布拉格频带频率比标记m2处的反谐振频率高82兆赫。因此，如果增强型声学谐振器的设计使反谐振落在带通滤波器的通带中心处，则附加的并联电容将使上布拉格带频率远离通带。

如上所述，集总电容结构260最好避免耦合源自集总谐振器结构258的声波。此外，希望集总电容结构260能够处理高功率而不会造成损坏。为此，现在将描述几种新的集总电容结构260设计，集总电容结构260避免或最小化交叉指状谐振器指266产生的耦合声波和/或在不造成损坏的情况下处理高功率。与先前所述的集总电容结构260a、260b一样，以下所述的集总电容结构260整体地布置在压电层252上(例如，压电层252可以是压电基片或整体地布置在非压电基片上的薄膜压电)，且与声学谐振器结构258电耦合(例如，并联)。

以下集总电容结构260被描述为在金属化输入信号平面部分254a和金属化输出信号平面部分254b之间电耦合，类似于图11b所示的集总电容结构260a，尽管以下集总电容结构260可在金属化信号平面254和金属化接地平面256之间交替电耦合，类似于图12所示的集总电容结构260b。以下所述的集总电容结构260可部分嵌套，完全嵌套或完全不嵌套在金属化输入信号平面部分254a、金属化输出信号平面部分254b、金属化输入信号平面254或金属化接地平面256内。

首先参考图19a-19c，集总电容结构260(1)的一个实施例包括平面交叉指状电容指268a的布置。交叉指状电容指268a的方向可与集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向正交(图19a)，与集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向平行(图19b)，或倾斜于集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向(图19c)。

交叉指状电容指268a(在所示实施例中，所有交叉指状电容指268a)中的每一个都具有完全连续的边缘270(即，沿整个边缘没有不连续性，例如尖角)。在图19a-19c中所示的实施例中，每个交叉指状电容指268a的边缘270呈单波状。由于交叉指状电容手指268a的边缘270没有不连续性，因此电力不会集中在边缘270的任何部分。

至少一个交叉指状电容指268a(在所示实施例中，所有交叉指状电容指268a)的长(l)-宽(w)比小于2，并且优选地，长宽比小于1。此外，应该理解，沿至少一个交叉指状电容指268a(在所示实施例中，所有交叉指状电容指268a)长度的边缘270的任何有限部分都不平行于沿交叉指状谐振器指266的长度的边缘282(在这种情况下，笔直边缘282)的任何有限部分。如图所示，无论交叉指状电容指268a相对于集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向如何，这一点仍然是正确的。

由于交叉指状电容指268a在声激活方向相对较短，并且交叉指状电容指268a的连续边270和交叉指状谐振器指266的直边280之间的非平行关系，将集总谐振器结构258a产生的声波耦合至集总电容结构260(1)的可能性降到最小。

参考图20a-20c，集总电容结构260(2)的另一个实施例包括平面交叉指状电容指268b的布置。交叉指状电容指268b的方向可与集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向正交(图20a)，与集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向平行(图20b)，或与集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向正交(图20c)。

如图19a-19c所示的实施例中，交叉指状电容指268b(在所示实施例中，所有交叉指状电容指268b)中的至少一个的长(l)-宽(w)比小于二，并且优选地，长宽比小于一。然而，与图19a-19c中所示的实施例不同，交叉指状电容指268b(在所示实施例中，所有交叉指状电容指268b)中的每个至少一个具有直边272a、272b，直边272a、272b的形式为单锯齿而不是单波状。

此外，关于图20a和20b，沿至少一个交叉指状电容指268b(在所示实施例中，所有交叉指状电容指268b)的长度的边缘272a、272b的有限部分不平行于沿交叉指状谐振器指266的长度的边缘282(在这种情况下，直边边缘282)的任何有限部分。在所示实施例中，每个交叉指状电容指268b的直边272a、272b相对于交叉指状谐振器指266的直边282的方向呈45度角。在图20c所示的实施例中，每个交叉指状电容指268b的边272a与每个交叉指状电容指268b的直边272正交，而每个交叉指状电容指268b的边272b与每个交叉指状电容指268b的直边272平行。

因此，由于在声学活动方向上的交叉指状电容指268b相对较短，并且交叉指状电容指268b的边272和交叉指状谐振器指266的直边282之间的非平行关系，因此将集总谐振器结构258a产生的声波耦合至集总电容结构260(2)的可能性降到最小。

图19和20中所示的实施例适合于具有相对较低静态电容要求的集总电容结构268。然而，对于具有相对较高静态电容要求的集总电容结构268，可以使用图21和图22中所示的实施例。

特别是，首先参考图21a-21c，集总电容结构260(3)的另一个实施例包括平面交叉指状电容指268c的布置。交叉指状电容指268c的方向可与集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向正交(图21a)，与集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向平行(图21b)，或倾斜于集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向(图21c)。

集总电容结构260(3)与图19a-19c中所示的实施例类似，但每个交叉指状电容指268c的边缘形成多个波状，而不是单个波状。这样，每个交叉指状电容指268c包括多个交叉指状电容子指274，从而增加交叉指状电容指268c的有效长度，从而增加静态电容。如图21a-21c所示，每个交叉指状电容指268c的所有交叉指状电容子指274具有与各自交叉指状电容指268c的方向正交的方向。至少一个交叉指状电容指268c(在所示实施例中，所有交叉指状电容指268c)的每个交叉指状电容子指274具有完全连续的边缘276(即，没有不连续性，例如尖角)。由于交叉指状电容子指274的边缘276没有不连续性，因此电力不会集中在边缘276的任何部分。

沿交叉指状电容子指274(在所示实施例中，所有交叉指状电容子指274)中的至少一个中的每一个的边缘276的有限部分不平行于沿交叉指状谐振器指266的长度的边缘282(在本例中，直边282)的任何有限部分。如图21a-21c所示，无论交叉指状电容指268a相对于集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向如何，这仍然是正确的。由于交叉指状电容子指274的边缘276和交叉指状谐振器指266的直边280之间的非平行关系，将源自集总谐振器结构258a的声波耦合到集总电容结构260(3)最小化。

现在参考图22a-22c，集总电容结构260(4)的另一个实施例包括平面交叉指状电容指268d的布置。交叉指状电容指268d的方向可与交叉指状谐振器258a的交叉指状谐振器指266的方向正交(图22a)，与集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向平行(图22b)，或倾斜于集总谐振器结构258a的交叉指状谐振器指266的方向(图22c)。

如图21a-21c所示的实施例，每个交叉指状电容指268d包括多个交叉指状电容子指278，从而增加交叉指状电容指268d的有效长度，从而增加静态电容。如图22a-22c所示，每个交叉指状电容指268d的所有交叉指状电容子指278具有与各自交叉指状电容指268d的方向正交的方向。但是，与图21a-21c中所示的实施例不同，每个交叉指状电容子指278有两个直边280a、280b，这两个直边280a、280b形成锯齿。

参考图22a和图22b，沿至少一个交叉指状电容子指278(在所示实施例中，所有交叉指状电容子指278)的长度的直边边缘280a、280b的有限部分不平行于沿交叉指状谐振器指266的长度的边缘282(在这种情况下，直边边缘282)的任何有限部分。在所示实施例中，每个交叉指状电容子指278的直边280a、280b相对于交叉指状谐振器指266的直边边缘282的方向呈45度角。在图22c所示的实施例中，每个交叉指状电容子指278的边缘280a与交叉指状电容指268b的直边边缘282正交，而每个交叉指状电容子指278的边280b与沿交叉指状谐振器266的长度的直边边缘282平行。

因此，由于交叉指状电容子指278的边缘280和交叉指状谐振器指266的直边边缘282之间的非平行关系，将源自集总谐振器结构258a的声波耦合到集总电容结构中的260(4)最小化。

尽管已经示出并描述了本发明的具体实施例，但应理解，上述讨论并不打算将本发明限制为这些实施例。对于本领域技术人员来说显而易见的是，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下进行各种更改和修改。例如，本发明的应用远远超出具有单个输入和输出的滤波器，并且本发明的具体实施例可用于形成双工器、多路复用器、信道器、无功开关等，其中可以使用低损耗选择电路。因此，本发明旨在涵盖可能属于权利要求所定义的本发明精神和范围内的替代品、修改物和等效物。