多工器、高频前端电路以及通信装置的制作方法

本发明涉及具备弹性波滤波器的多工器、高频前端电路以及通信装置。

背景技术：

在对多频段的高频信号进行分波或合波的多工器中，所使用的频带的带宽从窄带到宽带各种各样，多工器由与这些频带对应的多个带通型滤波器构成。例如，与lte(longtermevolution，长期演进)的band30(发送频带：2305～2315mhz，接收频带：2350～2360mhz)对应的弹性波滤波器要求窄带(相对频带：0.43％)的通带。为了实现窄带的带通滤波器，例如，可列举应用谐振带宽(谐振频率与反谐振频率的间隔)较窄的弹性波谐振器。

在专利文献1中，作为缩窄谐振带宽的方法而公开了如下方法：通过在声表面波谐振器的idt(interdigitaltransducer，叉指换能器)电极的一部分形成所谓的间隔剔除电极(thinningelectrode)，从而实质上减小该声表面波谐振器的机电耦合系数并缩窄谐振带宽。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：jp特开2001-203556号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

但是，若如专利文献1那样为了实现窄带的滤波器而在idt电极的一部分形成间隔剔除电极，则与idt电极间距的周期构造不同地，形成基于间隔剔除电极的周期构造。由此，产生与对应于idt电极间距的周期构造的主模式的频率响应不同的、对应于基于间隔剔除电极的周期构造的频率响应，该频率响应显现为通带外的杂散(无用波)。

在通过由具有形成了上述那样的间隔剔除电极的idt电极的弹性波谐振器构成的弹性波滤波器来形成多工器的情况下，在该弹性波滤波器中会显现上述杂散。该杂散会在连接于公共端子的其他滤波器的通带中产生纹波，存在其他滤波器的带内插入损耗变大这样的问题。

因此，本发明正是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种在多个滤波器连接于公共端子的多工器中能够在将一个滤波器窄带化的同时确保其他滤波器的低损耗的多工器、高频前端电路以及通信装置。

用于解决课题的手段

为了达成上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共端子、第1输入输出端子以及第2输入输出端子；第1滤波器，与所述公共端子以及所述第1输入输出端子连接；以及第2滤波器，与所述公共端子以及所述第2输入输出端子连接，并具有与所述第1滤波器不同的通带，所述第1滤波器具备：多个串联臂谐振器，配置在将所述公共端子与所述第1输入输出端子连结的路径上；以及多个并联臂谐振器，配置在所述路径与接地之间，所述多个串联臂谐振器以及所述多个并联臂谐振器分别是具有形成在具有压电性的基板上的idt(interdigitaltransducer，叉指换能器)电极的弹性波谐振器，在第1串联臂谐振器以及第1并联臂谐振器的至少一者并联连接有电容元件，并且该至少一者所具有的idt电极不包含间隔剔除电极，其中，该第1串联臂谐振器是所述多个串联臂谐振器之中连接得最靠近所述公共端子的串联臂谐振器，该第1并联臂谐振器是所述多个并联臂谐振器之中连接得最靠近所述公共端子的并联臂谐振器，所述多个串联臂谐振器之中除了所述第1串联臂谐振器以外的串联臂谐振器、以及所述多个并联臂谐振器之中除了所述第1并联臂谐振器以外的并联臂谐振器的至少一个所具有的idt电极包含间隔剔除电极。

根据上述结构，在第1滤波器中除了接近公共端子的第1串联臂谐振器和第1并联臂谐振器以外的弹性波谐振器的至少一个形成间隔剔除电极，并且在第1串联臂谐振器以及第1并联臂谐振器的至少一者并联连接电容元件。通过如上述那样在弹性波谐振器形成间隔剔除电极或在弹性波谐振器并联连接电容元件，从而能够将第1滤波器设为窄带。

另一方面，可设想由于在第1滤波器的弹性波谐振器形成的间隔剔除电极而在通带外产生杂散，该杂散的产生频率包含于第2滤波器的通带中。对此，在作为第1滤波器的靠近公共端子的分支的第1串联臂谐振器以及第1并联臂谐振器的至少一者未形成间隔剔除电极，因此能够抑制从公共端子观察第1滤波器的情况下的第2滤波器的通带中的反射损耗的增大。这起因于，越是第1滤波器的靠近公共端子的分支，对从公共端子观察第1滤波器的反射特性的影响越大。由此，能够抑制第2滤波器的通过特性由于第1滤波器产生的无用波而劣化。因此，在多个滤波器连接于公共端子的多工器中，能够在将一个滤波器窄带化的同时，确保其他滤波器的低损耗。

此外，也可以是，在所述多个串联臂谐振器之中除了所述第1串联臂谐振器以外的串联臂谐振器、以及所述多个并联臂谐振器之中除了所述第1并联臂谐振器以外的并联臂谐振器分别未并联连接电容元件。

通过在弹性波谐振器并联连接电容元件，从而能够减小该弹性波谐振器的谐振带宽，但是该弹性波谐振器的q值会由于电容元件的q值而下降。因此，为了第1滤波器的窄带化而应用的电容元件限定配置于第1串联臂谐振器以及第1并联臂谐振器的至少一者，在除了第1串联臂谐振器以外的串联臂谐振器、以及除了第1并联臂谐振器以外的并联臂谐振器分别不配置电容元件。由此，在多个滤波器连接于公共端子的多工器中，能够在将一个滤波器低损耗化且窄带化的同时，确保其他滤波器的低损耗。

此外，也可以是，所述多个串联臂谐振器之中除了所述第1串联臂谐振器以外的串联臂谐振器、以及所述多个并联臂谐振器之中除了所述第1并联臂谐振器以外的并联臂谐振器均包含间隔剔除电极。

通过在弹性波谐振器并联连接电容元件，从而能够减小该弹性波谐振器的谐振带宽，但是该弹性波谐振器的q值会由于电容元件的q值而下降。因此，为了第1滤波器的窄带化而应用的电容元件限定配置于第1串联臂谐振器以及第1并联臂谐振器的至少一者，在除了第1串联臂谐振器以外的串联臂谐振器、以及除了第1并联臂谐振器以外的并联臂谐振器中，全部形成间隔剔除电极。由此，在多个滤波器连接于公共端子的多工器中，能够在将一个滤波器低损耗化且进一步窄带化的同时，确保其他滤波器的低损耗。

此外，也可以是，所述电容元件具有形成在所述基板上的梳齿电极。

由此，能够将弹性波谐振器和电容元件被并联连接的电路小型化，因此能够将多工器小型化。

此外，也可以是，所述梳齿电极具有：多个电极指，相互平行地配置；以及一组汇流条电极，夹着所述多个电极指而对置配置，所述多个电极指沿着所述idt电极中的弹性波的传播方向形成，并沿着与该传播方向正交的方向周期性地形成。

由此，能够抑制在idt电极中传播的弹性波被在电容元件产生的无用波干扰。

此外，也可以是，所述基板具备：压电膜，在一个面上形成有所述idt电极；高声速支承基板，所传播的体波声速与在所述压电膜中传播的弹性波声速相比为高速；以及低声速膜，配置在所述高声速支承基板与所述压电膜之间，且所传播的体波(bulkwave)声速与在所述压电膜中传播的体波声速相比为低速。

若在弹性波谐振器并联连接电容元件，则可设想该弹性波谐振器的q值等效地变小的情况。但是，根据上述基板的层叠构造，能够将弹性波谐振器的q值维持为较高的值。因此，能够形成具有通带内的低损耗性的弹性波滤波器。

此外，也可以是，由第1双工器以及第2双工器构成，其中，该第1双工器具备包含所述第1滤波器在内的两个滤波器，该第2双工器具备包含所述第2滤波器在内的两个滤波器。

由此，关于具备多个双工器的多工器，能够在将第1滤波器窄带化的同时，抑制第2滤波器的通过特性由于第1滤波器产生的无用波而劣化。

此外，也可以是，所述第1滤波器的通带为lte(longtermevolution，长期演进)的band30中的上行频带，所述第2滤波器的通带为所述lte的band25中的上行频带。

在第1滤波器的通带为lte的band30中的上行频带、且第2滤波器的通带为lte的band25中的上行频带的情况下，可设想第1滤波器的杂散的产生频率位于第2滤波器的通带内的情况。根据上述结构，能够抑制从公共端子观察第1滤波器的情况下的第2滤波器的通带中的反射损耗的增大。因此，能够在将第1滤波器应用于作为窄带的band30的同时，抑制第2滤波器的通过特性由于第1滤波器产生的杂散而劣化。

此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备上述任意一项记载的多工器、和与所述多工器连接的放大电路。

由此，能够提供一种在将构成多工器的一个滤波器窄带化的同时，确保了构成多工器的其他滤波器的低损耗的高频前端电路。

此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：rf信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及上述记载的高频前端电路，在所述天线元件与所述rf信号处理电路之间传递所述高频信号。

由此，能够提供一种在将构成多工器的一个滤波器窄带化的同时，确保了构成多工器的其他滤波器的低损耗的通信装置。

发明效果

根据本发明涉及的多工器、高频前端电路以及通信装置，能够在将一个滤波器窄带化的同时，确保其他滤波器的低损耗。

附图说明

图1是实施方式1涉及的多工器及其周边电路的结构图。

图2a是示意性地表示实施方式1涉及的弹性波谐振器的一例的俯视图以及剖视图。

图2b是示意性地表示实施方式1的变形例1涉及的弹性波谐振器的剖视图。

图3是构成实施例涉及的多工器的banda的发送侧滤波器的电路结构图。

图4是构成实施方式1的变形例2涉及的多工器的banda的发送侧滤波器的电路结构图。

图5a是示出实施例涉及的banda的发送侧滤波器的后级侧弹性波谐振器的电极结构的概略俯视图。

图5b是示出实施方式1的变形例3涉及的banda的发送侧滤波器的后级侧弹性波谐振器的电极结构的概略俯视图。

图5c是示出实施方式1的变形例4涉及的banda的发送侧滤波器的后级侧弹性波谐振器的电极结构的概略俯视图。

图6是示出实施例涉及的banda的发送侧滤波器的初级侧弹性波谐振器的电极结构的概略俯视图。

图7是构成比较例涉及的多工器的banda的发送侧滤波器的电路结构图。

图8a是示出构成实施例涉及的多工器的banda的发送侧滤波器的通过特性的曲线图。

图8b是示出构成比较例涉及的多工器的banda的发送侧滤波器的通过特性的曲线图。

图9a是示出构成实施例涉及的多工器的bandb的发送侧滤波器的通过特性的曲线图。

图9b是示出构成比较例涉及的多工器的bandb的发送侧滤波器的通过特性的曲线图。

图10a是示出具有间隔剔除电极且未并联连接电容元件的弹性波谐振器的阻抗特性以及反射特性的曲线图。

图10b是示出无间隔剔除电极且并联连接有电容元件的弹性波谐振电路的阻抗特性以及反射特性的曲线图。

图11是说明梯型弹性波滤波器的分支与反射特性的关系的图。

图12是实施方式2涉及的通信装置的结构图。

具体实施方式

以下，使用实施方式以及附图对本发明的实施方式详细进行说明。另外，以下说明的实施方式均表示概括性或具体的例子。以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等为一例，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。

(实施方式1)

[1.多工器的基本结构]

图1是实施方式1涉及的多工器1及其周边电路的结构图。如该图所示，多工器1具备：发送侧滤波器10以及12、接收侧滤波器11以及13、公共端子90、发送输入端子91以及93、和接收输出端子92以及94。多工器1在公共端子90连接于天线元件2。在公共端子90和天线元件2的连接路径与作为基准端子的接地之间，连接有阻抗匹配用的电感元件30。另外，电感元件30也可以串联连接在公共端子90与天线元件2之间。此外，多工器1也可以是不具备电感元件30的结构。此外，电感元件30既可以设为包含于多工器1的结构，也可以是外置于多工器1的结构。

发送侧滤波器10是与公共端子90以及发送输入端子91(第1输入输出端子)连接，将由发送电路(rfic等)生成的发送波经由发送输入端子91输入，并以banda的发送通带对该发送波进行滤波而向公共端子90输出的第1滤波器。发送侧滤波器10例如是由弹性波谐振器构成的声表面波滤波器，具备：配置在将公共端子90与发送输入端子91连结的路径上的多个串联臂谐振器、以及配置在该路径与接地之间的多个并联臂谐振器。

接收侧滤波器11是与公共端子90以及接收输出端子92连接，输入从公共端子90输入的接收波，并以banda的接收通带对该接收波进行滤波而向接收输出端子92输出的滤波器。接收侧滤波器11的结构没有特别限定，例如，可以是弹性波滤波器，此外，也可以是由电感元件以及电容元件构成的lc滤波器。

发送侧滤波器12是与公共端子90以及发送输入端子93(第2输入输出端子)连接，将由发送电路(rfic等)生成的发送波经由发送输入端子93(第2输入输出端子)输入，并以与banda不同的bandb的发送通带对该发送波进行滤波而向公共端子90输出的第2滤波器。发送侧滤波器12的结构没有特别限定，例如，可以是弹性波滤波器，此外，也可以是由电感元件以及电容元件构成的lc滤波器。

接收侧滤波器13是与公共端子90以及接收输出端子94连接，输入从公共端子90输入的接收波，并以bandb的接收通带对该接收波进行滤波而向接收输出端子94输出的滤波器。接收侧滤波器13的结构没有特别限定，例如，可以是弹性波滤波器，此外，也可以是由电感元件以及电容元件构成的lc滤波器。

另外，在公共端子90与上述各滤波器之间，也可以连接有阻抗匹配用的电感元件以及电容元件的至少一者。

以下，对构成发送侧滤波器10的弹性波谐振器的构造进行说明。

[2.弹性波谐振器的构造]

图2a是示意性地表示本实施方式涉及的弹性波谐振器的一例的概略图，(a)是俯视图，(b)以及(c)是(a)所示的单点划线处的剖视图。在图2a中，例示了表示构成发送侧滤波器10的多个串联臂谐振器以及多个并联臂谐振器之中连接得最靠近公共端子90的串联臂谐振器101的构造的俯视示意图以及剖视示意图。另外，图2a所示的串联臂谐振器101用于说明上述多个弹性波谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数以及长度等不限定于此。

串联臂谐振器101由具有压电性的基板5和梳齿状电极101a以及101b构成。

如图2a的(a)所示，在基板5上形成有相互对置的一对梳齿状电极101a以及101b。梳齿状电极101a由相互平行的多个电极指121a和将多个电极指121a连接的汇流条电极111a构成。此外，梳齿状电极101b由相互平行的多个电极指121b和将多个电极指121b连接的汇流条电极111b构成。多个电极指121a以及121b沿着与弹性波传播方向(x轴方向)正交的方向形成。

此外，由多个电极指121a以及121b、和汇流条电极111a以及111b构成的idt(interdigitaltransducer，叉指换能器)电极54如图2a的(b)所示，成为密接层541与主电极层542的层叠构造。

密接层541是用于提高基板5与主电极层542的密接性的层，作为材料，例如可使用ti。密接层541的膜厚例如为12nm。

主电极层542作为材料，例如可使用含有1％的cu的al。主电极层542的膜厚例如为162nm。

保护层55形成为覆盖梳齿状电极101a以及101b。保护层55是以保护主电极层542不受外部环境影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的电介质膜。保护层55的厚度例如为25nm。

另外，构成密接层541、主电极层542以及保护层55的材料并不限定于上述的材料。进而，idt电极54也可以不是上述层叠构造。idt电极54例如也可以由ti、al、cu、pt、au、ag、pd等金属或合金构成，此外，还可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，也可以不形成保护层55。

接着，对基板5的层叠构造进行说明。

如图2a的(c)所示，基板5具备高声速支承基板51、低声速膜52以及压电膜53，并具有高声速支承基板51、低声速膜52以及压电膜53被依次进行了层叠的构造。

压电膜53由50°y切割x传播litao3压电单晶或压电陶瓷(是在将以x轴为中心轴从y轴旋转了50°的轴作为法线的面进行了切断的钽酸锂单晶或陶瓷，且是声表面波在x轴方向上传播的单晶或陶瓷)构成。关于压电膜53，例如厚度为600nm。另外，根据各滤波器的要求规格，可适当选择作为压电膜53而使用的压电单晶的材料以及切割角。

高声速支承基板51是对低声速膜52、压电膜53以及idt电极54进行支承的基板。进而，高声速支承基板51是高声速支承基板51中的体波的声速与在压电膜53中传播的表面波以及边界波等弹性波相比成为高速的基板，发挥功能以使得将声表面波陷获在层叠有压电膜53以及低声速膜52的部分，不泄漏到比高声速支承基板51更靠下方。高声速支承基板51例如是硅基板，厚度例如为200μm。

低声速膜52是低声速膜52中的体波的声速与在压电膜53中传播的体波相比成为低速的膜，配置在压电膜53与高声速支承基板51之间。通过该构造和弹性波的能量本质上集中于低声速的介质这样的性质，可抑制声表面波能量向idt电极外的泄漏。低声速膜52例如是以二氧化硅为主成分的膜，厚度例如为670nm。

另外，根据基板5的上述层叠构造，与以单层使用压电基板的现有的构造相比较，能够大幅提高谐振频率以及反谐振频率下的q值。即，能够构成q值高的弹性波谐振器，因此能够使用该弹性波谐振器来构成插入损耗小的滤波器。

此外，若为了将发送侧滤波器10窄带化，如后所述，在串联臂谐振器101并联连接电容元件，则可设想串联臂谐振器101的q值由于该电容元件的q值等效地变小的情况。但是，根据上述基板的层叠构造，能够将串联臂谐振器101的q值维持为较高的值。因此，能够形成具有通带内的低损耗性的弹性波滤波器。

另外，高声速支承基板51也可以具有支承基板、和所传播的体波的声速与在压电膜53中传播的表面波以及边界波等弹性波相比成为高速的高声速膜被进行了层叠的构造。在该情况下，支承基板能够使用钽酸锂、铌酸锂、石英等压电体、矾土、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、莫来石、块滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、蓝宝石、玻璃等电介质或硅、氮化镓等半导体以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、dlc膜或金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种各样的高声速材料。

此外，图2b是示意性地表示实施方式1的变形例1涉及的弹性波谐振器的剖视图。在图2a所示的串联臂谐振器101中，示出了idt电极54形成在具有压电膜53的基板5上的例子，但如图2b所示，形成该idt电极54的基板也可以是由压电体层的单层构成的压电单晶基板57。压电单晶基板57例如由linbo3的压电单晶构成。本变形例涉及的串联臂谐振器101由linbo3的压电单晶基板57、idt电极54和形成在压电单晶基板57上以及idt电极54上的保护层55构成。

上述的压电膜53以及压电单晶基板57也可以根据弹性波滤波器装置的要求通过特性等，适当变更层叠构造、材料、切割角以及厚度。即使是使用了具有上述的切割角以外的切割角的litao3压电基板等的串联臂谐振器101，也能够起到与使用了上述的压电膜53的串联臂谐振器101同样的效果。

在此，对构成弹性波谐振器的idt电极的电极参数的一例(实施例)进行说明。

弹性波谐振器的波长由作为构成图2a的(b)所示的idt电极54的多个电极指121a或121b的重复周期的波长λ规定。此外，电极间距为波长λ的1/2，在将构成梳齿状电极101a以及101b的电极指121a以及121b的线宽度设为w，且将相邻的电极指121a与电极指121b之间的间隔宽度设为s的情况下，由(w+s)来定义。此外，一对梳齿状电极101a以及101b的交叉宽度l如图2a的(a)所示，是电极指121a与电极指121b的从弹性波传播方向(x轴方向)观察的情况下的重叠的电极指长度。此外，各弹性波谐振器的电极占空比是多个电极指121a以及121b的线宽度占有率，是相对于多个电极指121a以及121b的线宽度和间隔宽度的相加值的、该线宽度的比例，由w/(w+s)来定义。此外，将梳齿状电极101a以及101b的高度设为h。另外，将波长λ、交叉宽度l、电极占空比、idt电极54的高度h等决定弹性波谐振器的形状以及大小的参数称为谐振器参数。

[3.实施方式涉及的发送侧滤波器10的结构]

以下，使用图3对发送侧滤波器10的电路结构进行说明。

图3是实施例涉及的发送侧滤波器10的电路结构图。如该图所示，发送侧滤波器10具备：串联臂谐振器101、102、103以及104、并联臂谐振器201、202以及203、电容元件c1以及c2、和电感元件l1以及l2。

串联臂谐振器101～104配置在将公共端子90与发送输入端子91连结的路径上，相互串联连接。此外，并联臂谐振器201～203配置在上述路径上的节点与基准端子(接地)之间。通过串联臂谐振器101～104以及并联臂谐振器201～203的上述连接结构，发送侧滤波器10构成了梯型的带通滤波器。

电感元件l1连接在并联臂谐振器202与接地之间，电感元件l2连接在并联臂谐振器203与接地之间。通过电感元件l1以及l2，可调整发送侧滤波器10的通带附近的衰减极。

在此，发送侧滤波器10具有作为窄带的通带，例如，相对频带为1％以下。为了对应这样的窄带的滤波器特性，发送侧滤波器10由谐振带宽(谐振频率与反谐振频率的间隔)窄的弹性波谐振电路构成。

具体而言，在串联臂谐振器101并联连接有电容元件c1，在并联臂谐振器201并联连接有电容元件c2。换言之，串联臂谐振器101和电容元件c1在节点n1以及n2被并联连接，并联臂谐振器201和电容元件c2在节点n3以及n4被并联连接。由此，串联臂谐振器101和电容元件c1被并联连接的串联臂电路的谐振带宽变得小于串联臂谐振器101单体的谐振带宽。此外，并联臂谐振器201和电容元件c2被并联连接的并联臂电路的谐振带宽变得小于并联臂谐振器201单体的谐振带宽。另外，串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201所具有的idt电极如图2a所示，形成在基板5上，不包含间隔剔除电极。

另一方面，串联臂谐振器102、103以及104和并联臂谐振器202以及203所具有的idt电极形成在基板5上，如后述的图5a～5c所示，包含间隔剔除电极。由此，关于串联臂谐振器102、103以及104和并联臂谐振器202以及203的谐振带宽，与未形成间隔剔除电极的弹性波谐振器相比较，谐振带宽变小。

根据上述结构，由于构成发送侧滤波器10的弹性波谐振电路(或弹性波谐振器)的谐振带宽变得相对小，因此能够将发送侧滤波器10窄带化。

在此，发送侧滤波器10的特征性结构为以下的(1)～(4)。

(1)在多个串联臂谐振器101～104之中连接得最靠近公共端子90的串联臂谐振器101(第1串联臂谐振器：有时记作初级侧弹性波谐振器)，并联连接有电容元件c1，并且，串联臂谐振器101的idt电极不包含间隔剔除电极。

(2)在多个并联臂谐振器201～203之中连接得最靠近公共端子90的并联臂谐振器201(第1并联臂谐振器：有时记作初级侧弹性波谐振器)，并联连接有电容元件c2，并且，并联臂谐振器201的idt电极不包含间隔剔除电极。

(3)多个串联臂谐振器101～104之中除了串联臂谐振器101以外的串联臂谐振器102～104(有时记作后级侧弹性波谐振器)所具有的idt电极包含间隔剔除电极。

(4)多个并联臂谐振器201～203之中除了并联臂谐振器201以外的并联臂谐振器202以及203(有时记作后级侧弹性波谐振器)所具有的idt电极包含间隔剔除电极。

根据上述结构(1)～(4)，在构成发送侧滤波器10的各弹性波谐振器，并联连接有电容元件或者形成有间隔剔除电极，因此能够将发送侧滤波器10窄带化。

另一方面，由于在发送侧滤波器10的串联臂谐振器102～104以及并联臂谐振器202～203形成的间隔剔除电极而在通带(bandatx)外产生杂散(无用波)。在该情况下，可设想上述杂散的产生频率例如包含在发送侧滤波器12的通带(bandbtx)中。对此，在发送侧滤波器10的作为靠近公共端子90的分支(初级侧弹性波谐振器)的串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201中，未形成间隔剔除电极，因此能够抑制从公共端子90观察发送侧滤波器10的情况下的发送侧滤波器12的通带中的反射损耗的增大。由此，能够抑制发送侧滤波器12的通过特性由于发送侧滤波器10产生的杂散而劣化。因此，在多个滤波器连接于公共端子90的多工器1中，能够在将发送侧滤波器10窄带化的同时，确保发送侧滤波器12的低损耗。

另外，在本实施例中，虽然设为了在连接得最靠近公共端子90的串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201双方并联连接有电容元件，但是也可以仅在串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201中的任意一方并联连接有电容元件。

图4是构成实施方式1的变形例2涉及的多工器的发送侧滤波器14的电路结构图。变形例2涉及的多工器具备发送侧滤波器14来代替构成实施例涉及的多工器1的banda的发送侧滤波器10。

本变形例涉及的发送侧滤波器14是与公共端子90以及发送输入端子91(第1输入输出端子)连接，将由发送电路(rfic等)生成的发送波经由发送输入端子91输入，并以banda的发送通带对该发送波进行滤波而向公共端子90输出的第1滤波器。如图4所示，发送侧滤波器14具备：串联臂谐振器101、102、103以及104、并联臂谐振器201、202以及203、电容元件c3、和电感元件l1以及l2。本变形例涉及的发送侧滤波器14与实施例涉及的发送侧滤波器10相比较，不同点在于，仅在串联臂谐振器101并联连接有电容元件c3，在并联臂谐振器201未并联连接电容元件。即使是该结构，与在串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201双方未并联连接电容元件的结构相比较，也能够在将发送侧滤波器10设为窄带的同时，确保发送侧滤波器12的低损耗。

此外，在本实施例以及变形例中，虽然设为在串联臂谐振器102～104以及并联臂谐振器202～203分别形成有间隔剔除电极，但也可以在串联臂谐振器102～104以及并联臂谐振器202～203的至少一个形成有间隔剔除电极。由此，与在串联臂谐振器102～104以及并联臂谐振器202～203全部未形成间隔剔除电极的结构相比较，能够在将发送侧滤波器10设为窄带的同时，确保发送侧滤波器12的低损耗。

此外，在本实施例以及变形例中，在串联臂谐振器102～104以及并联臂谐振器202～203未并联连接电容元件。即，在除了连接得最靠近公共端子90的串联臂谐振器101以外的串联臂谐振器(后级侧弹性波谐振器)、以及除了连接得最靠近公共端子90的并联臂谐振器201以外的并联臂谐振器(后级侧弹性波谐振器)分别未并联连接电容元件。

通过在各弹性波谐振器并联连接电容元件，从而能够减小弹性波谐振器和电容元件被并联连接的弹性波谐振电路的谐振带宽，但是弹性波谐振电路的q值由于电容元件的q值而下降，该电路的插入损耗变大。因此，为了发送侧滤波器10的窄带化而应用的并联电容元件限定配置于串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201(初级侧弹性波谐振器)，在除了串联臂谐振器101以外的串联臂谐振器、以及除了并联臂谐振器201以外的并联臂谐振器(后级侧弹性波谐振器)分别不配置并联电容元件。由此，在多个滤波器连接于公共端子90的多工器1中，能够在将发送侧滤波器10低损耗化且窄带化的同时，确保发送侧滤波器12的低损耗。

[4.间隔剔除电极以及电容元件的结构]

以下，使用图5a～图6，预先对间隔剔除电极以及电容元件的结构进行例示。

图5a是示出实施例涉及的发送侧滤波器10的后级侧弹性波谐振器的电极结构的概略俯视图。在图5a中，例示了代表除了连接得最靠近公共端子90的串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201双方以外的谐振器(后级侧弹性波谐振器)而表示串联臂谐振器102的idt电极构造的俯视示意图。另外，图5a所示的串联臂谐振器102用于说明后级侧弹性波谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数以及长度等并不限定于此。

串联臂谐振器102由具有压电性的基板5、形成在基板5上的梳齿状电极102a以及102b、和反射器142构成。

如图5a所示，梳齿状电极102a由相互平行的多个电极指122a和将多个电极指122a连接的汇流条电极112a构成。此外，梳齿状电极102b由相互平行的多个电极指122b和将多个电极指122b连接的汇流条电极112b构成。多个电极指122a以及122b沿着与弹性波传播方向(x轴方向)正交的方向形成。梳齿状电极102a以及102b对置配置为多个电极指122a和122b彼此相互交替插入。另外，梳齿状电极102a具有在多个电极指122b的长边方向上对置配置的虚设电极，但也可以没有该虚设电极。此外，梳齿状电极102b具有在多个电极指122a的长边方向上对置配置的虚设电极，但也可以没有该虚设电极。

反射器142由相互平行的多个电极指和将该多个电极指连接的汇流条电极构成，并配置于梳齿状电极102a以及102b的两端。

另外，由多个电极指122a以及122b和汇流条电极112a以及112b构成的idt电极如图2a的(b)所示，成为密接层541与主电极层542的层叠构造。

在此，在串联臂谐振器102的idt电极形成有电极指132。电极指132是与汇流条电极112a以及112b的任意一者均不连接、与多个电极指122a以及122b平行并且以相同间距配置的间隔剔除电极(浮动电极)。此外，在相邻的两个电极指132之间配置有多个电极指122a以及122b。即，电极指132的间距大于多个电极指122a以及122b的间距。

另外，取代形成有电极指132(浮动电极)而在形成有电极指132的部分未形成电极指的idt电极的结构也相当于间隔剔除电极。

如图5a所示，根据具有电极指132的idt电极，能够减小弹性波谐振器的谐振带宽。但是，与多个电极指122a以及122b的间距(idt电极间距)的周期构造不同地，形成基于电极指132的间距的周期构造。由此，产生与对应于idt电极间距的周期构造的主模式的频率响应不同的、对应于电极指132的周期构造的频率响应，该频率响应有时显现为通带外的杂散(无用波)。

图5b是示出实施方式1的变形例3涉及的发送侧滤波器10的后级侧弹性波谐振器的电极结构的概略俯视图。在图5b中，例示了代表除了连接得最靠近公共端子90的串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201双方以外的弹性波谐振器(后级侧弹性波谐振器)而表示串联臂谐振器102的idt电极构造的俯视示意图。另外，图5b所示的串联臂谐振器102用于说明后级侧弹性波谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数以及长度等并不限定于此。

串联臂谐振器102由具有压电性的基板5、形成在基板5上的梳齿状电极102c以及102d、和反射器142构成。

如图5b所示，梳齿状电极102c由相互平行的多个电极指122c和将多个电极指122c连接的汇流条电极112c构成。此外，梳齿状电极102d由相互平行的多个电极指122d和将多个电极指122d连接的汇流条电极112d构成。多个电极指122c以及122d沿着与弹性波传播方向(x轴方向)正交的方向形成。梳齿状电极102c以及102d对置配置为多个电极指122c和122d彼此相互交替插入。另外，梳齿状电极102c具有在多个电极指122d的长边方向上对置配置的虚设电极，但也可以没有该虚设电极。此外，梳齿状电极102d具有在多个电极指122c的长边方向上对置配置的虚设电极，但也可以没有该虚设电极。

反射器142由相互平行的多个电极指和将该多个电极指连接的汇流条电极构成，并配置于梳齿状电极102c以及102d的两端。

另外，由多个电极指122c以及122d和汇流条电极112c以及112d构成的idt电极如图2a的(b)所示，成为密接层541与主电极层542的层叠构造。

在此，在串联臂谐振器102的idt电极形成有电极指152。电极指152是将相邻的多个电极指122c以及122d和该相邻的多个电极指之间的间隔汇集而成为一根电极指，与汇流条电极112c以及112d的任意一者连接，且电极指宽度比多个电极指122c以及122d宽的间隔剔除电极(填充电极(filledelectrode))。此外，在相邻的两个电极指152之间配置有多个电极指122c以及122d。即，电极指152的间距大于多个电极指122c以及122d的间距。另外，电极指152的电极指宽度只要大于多个电极指122c或122d的电极指宽度即可。

如图5b所示，根据具有电极指152的idt电极，能够减小弹性波谐振器的谐振带宽。但是，与多个电极指122c以及122d的间距(idt电极间距)的周期构造不同地，形成基于电极指152的间距的周期构造。由此，产生与对应于idt电极间距的周期构造的主模式的频率响应不同的、对应于电极指152的周期构造的频率响应，该频率响应有时显现为通带外的杂散(无用波)。

图5c是示出实施方式1的变形例4涉及的发送侧滤波器10的后级侧弹性波谐振器的电极结构的概略俯视图。在图5c中，例示了代表除了连接得最靠近公共端子90的串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201双方以外的弹性波谐振器(后级侧弹性波谐振器)而表示串联臂谐振器102的idt电极构造的俯视示意图。另外，图5c所示的串联臂谐振器102用于说明后级侧弹性波谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数以及长度等并不限定于此。

串联臂谐振器102由具有压电性的基板5、形成在基板5上的梳齿状电极102e以及102f、和反射器142构成。

如图5c所示，梳齿状电极102e由相互平行的多个电极指122e和将多个电极指122e连接的汇流条电极112e构成。此外，梳齿状电极102f由相互平行的多个电极指122f和将多个电极指122f连接的汇流条电极112f构成。多个电极指122e以及122f沿着与弹性波传播方向(x轴方向)正交的方向形成。梳齿状电极102e以及102f对置配置为多个电极指122e和122f彼此相互交替插入。另外，梳齿状电极102e具有在多个电极指122f的长边方向上对置配置的虚设电极，但也可以没有该虚设电极。此外，梳齿状电极102f具有在多个电极指122e的长边方向上对置配置的虚设电极，但也可以没有该虚设电极。

反射器142由相互平行的多个电极指和将该多个电极指连接的汇流条电极构成，并配置于梳齿状电极102e以及102f的两端。

另外，由多个电极指122e以及122f和汇流条电极112e以及112f构成的idt电极如图2a的(b)所示，成为密接层541与主电极层542的层叠构造。

在此，在串联臂谐振器102的idt电极形成有电极指162。电极指162是连接于与连接了和该电极指162相邻的电极指的汇流条电极相同的汇流条电极，并与多个电极指122e以及122f平行且以相同间距配置的间隔剔除电极。此外，在相邻的两个电极指162之间配置有多个电极指122e以及122f。即，电极指162的间距大于多个电极指122e以及122f的间距。

如图5c所示，根据具有电极指162的idt电极，能够减小弹性波谐振器的谐振带宽。但是，与多个电极指122e以及122f的间距(idt电极间距)的周期构造不同地，形成基于电极指162的间距的周期构造。由此，产生与对应于idt电极间距的周期构造的主模式的频率响应不同的、对应于电极指162的周期构造的频率响应，该频率响应有时显现为通带外的杂散(无用波)。

另外，图5a～图5c所示的idt电极除了包含间隔剔除电极之外，还可以成为汇流条电极相对于弹性波传播方向倾斜的所谓倾斜型idt电极。

此外，图5a所示的三根电极指132(浮动电极)在x方向上交替地配置有在原来的周期性的结构中与汇流条电极112a连接的电极指和在原来的周期性的结构中与汇流条电极112b连接的电极指。对此，多个电极指132的配置结构并不限定于此，也可以仅将在原来的周期性的结构中与汇流条电极112a连接的电极指设为多个电极指132，还可以仅将在原来的周期性的结构中与汇流条电极112b连接的电极指设为多个电极指132。

此外，图5b所示的三根电极指152(填充电极)全部与汇流条电极112d连接。对此，多个电极指152的配置结构并不限定于此，也可以多个电极指152全部与汇流条电极112c连接，还可以在x方向上交替地配置有与汇流条电极112d连接的电极指152和与汇流条电极112c连接的电极指152。

此外，图5c所示的三根电极指162全部与汇流条电极112f连接。对此，多个电极指162的配置结构并不限定于此，也可以多个电极指162全部与汇流条电极112e连接，还可以在x方向上交替地配置有与汇流条电极112f连接的电极指162和与汇流条电极112e连接的电极指162。

图6是示出实施例涉及的发送侧滤波器10的初级侧弹性波谐振器的电极结构的一例的概略俯视图。在图6中，例示了代表连接得最靠近公共端子90的串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201而表示串联臂谐振器101以及电容元件c1的电极构造的俯视示意图。如该图所示，电容元件c1可以是具有形成在基板5上的梳齿电极的结构。此外，虽未图示，但电容元件c2也可以是具有形成在基板5上的梳齿电极的结构。由此，能够将电容元件c1和串联臂谐振器101被并联连接的串联臂电路、以及电容元件c2和并联臂谐振器201被并联连接的并联臂电路小型化，因此能够将多工器1小型化。

如图6所示，电容元件c1的梳齿电极具有：配置为相互平行并且相互交替插入的多个电极指301a以及301b、和夹着多个电极指301a以及301b对置配置的一组汇流条电极311a以及311b。多个电极指301a与汇流条电极311a连接，多个电极指301b与汇流条电极311b连接。

另外，如图6所示，多个电极指301a以及301b也可以沿着串联臂谐振器101的idt电极中的声表面波的传播方向形成，并沿着与该传播方向正交的方向周期性地形成。由此，能够抑制在串联臂谐振器101的idt电极中传播的声表面波被在电容元件c1产生的无用波干扰。

[5.多工器1的通过特性以及反射特性]

关于实施例涉及的多工器1的通过特性以及反射特性，与比较例涉及的多工器的通过特性以及反射特性相比较来示出，并对多工器1起到的效果进行说明。在实施例涉及的多工器1中，将发送侧滤波器10以及接收侧滤波器11的通带即banda应用于lte(longtermevolution，长期演进)的band30(发送频带：2305～2315mhz，接收频带：2350～2360mhz)，将发送侧滤波器12以及接收侧滤波器13的通带即bandb应用于lte的band25(发送频带：1850～1915mhz，接收频带：1930～1995mhz)。即，将发送侧滤波器10以及接收侧滤波器11应用于band30的双工器(第1双工器)，将发送侧滤波器12以及接收侧滤波器13应用于band25的双工器(第2双工器)。即，将实施例涉及的多工器1作为band30以及band25的四工器来应用。

另外，比较例涉及的多工器与实施例涉及的多工器相比较，发送侧滤波器12、接收侧滤波器11以及13的结构相同，仅banda用的发送侧滤波器510的结构不同。

图7是构成比较例涉及的多工器的banda的发送侧滤波器510的电路结构图。如该图所示，发送侧滤波器510具备：串联臂谐振器701、702、703以及704、并联臂谐振器801、802以及803、和电感元件l3以及l4。串联臂谐振器701～704配置在将公共端子90与发送输入端子91连结的路径上，相互串联连接。此外，并联臂谐振器801～803配置在上述路径上的节点与基准端子(接地)之间。在此，在发送侧滤波器510的串联臂谐振器701以及并联臂谐振器801未并联连接电容元件。此外，在串联臂谐振器701～704以及并联臂谐振器801～803分别形成有间隔剔除电极。

在表1中示出实施例涉及的发送侧滤波器10的各弹性波谐振器的电极参数。

[表1]

另外，在表1中，所谓分割数，在串联臂谐振器中是串联分割数，在并联臂谐振器中是并联分割数。

在实施例涉及的发送侧滤波器10中，除了表1所示的各弹性波谐振器以外，还附加有电容元件c1(0.63pf)以及c2(0.28pf)、和电感元件l1(0.65nh)以及l2(0.33nh)。此外，在实施例涉及的发送侧滤波器10中，针对表1所示的各弹性波谐振器的电极参数，在串联臂谐振器102～104以及并联臂谐振器202～203的idt电极形成有间隔剔除电极。

另一方面，在比较例涉及的发送侧滤波器510中，串联臂谐振器701～704以及并联臂谐振器801～803的电极参数分别与表1所示的串联臂谐振器101～104以及并联臂谐振器201～203的电极参数相同。此外，电感元件l3的电感值与电感元件l1的电感值相同，电感元件l4的电感值与电感元件l2的电感值相同。此外，在串联臂谐振器701～704以及并联臂谐振器801～803的全部弹性波谐振器的idt电极形成有间隔剔除电极。

图8a是示出构成实施例涉及的多工器1的发送侧滤波器10的通过特性的曲线图。此外，图8b是示出构成比较例涉及的多工器的发送侧滤波器510的通过特性的曲线图。若比较图8a以及图8b的曲线图，则band30的发送频带(2305～2315mhz)中的发送侧滤波器10的插入损耗(最大插入损耗：2.72db)和发送侧滤波器510的插入损耗(最大插入损耗：2.70db)大致相同。由此可知，在实施例涉及的发送侧滤波器10中，即使在串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201中取代间隔剔除电极而并联连接电容元件，也能够不会使插入损耗劣化地实现窄带化。

图9a是示出构成实施例涉及的多工器1的band25用的发送侧滤波器12的通过特性的曲线图。此外，图9b是示出构成比较例涉及的多工器的band25用的发送侧滤波器12的通过特性的曲线图。若比较图9a以及图9b的曲线图，则在比较例中在band25的发送频带(1850～1915mhz)内，产生了纹波(图9b的虚线部)。起因于此，比较例涉及的发送侧滤波器12的通带内插入损耗变得大于实施例涉及的发送侧滤波器12的通带内插入损耗。即，在比较例中，在发送侧滤波器510的串联臂谐振器101以及并联臂谐振器201形成了间隔剔除电极，从而发送侧滤波器12的插入损耗发生了恶化。

关于其主要原因，使用图10a、图10b以及图11来进行说明。

图10a是示出具有间隔剔除电极且未并联连接电容元件的弹性波谐振器(比较例涉及的串联臂谐振器701)的阻抗特性以及反射特性的曲线图。此外，图10b是示出无间隔剔除电极且并联连接有电容元件的弹性波谐振电路(实施例涉及的串联臂谐振器101和电容元件c1被并联连接的串联臂电路)的阻抗特性以及反射特性的曲线图。具有图10a所示的特性的弹性波谐振器(串联臂谐振器701)、以及具有图10b所示的特性的弹性波谐振电路(串联臂谐振器101和电容元件c1被并联连接的串联臂电路)均是用于减小谐振带宽的结构。

在图10a中，在比较例涉及的串联臂谐振器701中，由于形成有间隔剔除电极，因此显现反射损耗增大的点(产生杂散的点：图10a中的1800～2100mhz)，其频率包含在band25的发送频带(1850～1915mhz)内。若为了实现窄带的滤波器而在idt电极的一部分形成间隔剔除电极，则与idt电极间距的周期构造不同地，形成基于间隔剔除电极的周期构造。由此，产生与对应于idt电极间距的周期构造的主模式的频率响应不同的、对应于基于间隔剔除电极的周期构造的频率响应，该频率响应显现为通带外的杂散(无用波)。

另一方面，在图10b中，在实施例涉及的串联臂谐振器101和电容元件c1被并联连接的串联臂电路中，显现反射损耗由于电容元件c1的梳齿电容而增大的点(产生杂散的点：图10b中的比1600mhz更靠低频侧)，但容易使该显现频率移位，例如通过梳齿电容的间距等的调整，使该频率向更低频侧移位。但是，若在串联臂谐振器101并联连接电容元件c1，则由于由梳齿电极等构成的电容元件c1的低q值的影响，串联臂谐振器101和电容元件c1被并联连接的串联臂电路的q值恶化。

图11是说明梯型弹性波滤波器的分支与反射特性的关系的图。在图11中，示出了由五个串联臂谐振器s1～s5和四个并联臂谐振器p1～p4构成的梯型的弹性波滤波器。在此，在对从公共端子观察的反射特性进行了评价的情况下，在从公共端子观察的反射损耗中，最靠近公共端子的分支(图11中为串联臂谐振器s1)自身的反射损耗大致直接产生影响，第2近的分支(图11中为并联臂谐振器p1)的反射损耗仅影响约1/6，第3近的分支(图11中为串联臂谐振器s2)的反射损耗几乎没有影响。此外，第4以后的分支(图11中为并联臂谐振器p2、p3、p4以及串联臂谐振器s3、s4、s5)的反射损耗几乎没有影响。

另外，本说明书中记载的所谓“分支”，作为表示构成梯型滤波器的串联臂谐振器或并联臂谐振器的一个单位的要素来使用。此外，在多个串联臂谐振器连续连接的情况下，在与并联臂谐振器连接的节点不介于该多个串联臂谐振器之间的情况下，该多个串联臂谐振器被定义为一个分支。此外，在与多个并联臂谐振器分别连接的多个节点连续连接的情况下，在串联臂谐振器不介于该多个节点之间的情况下，该多个并联臂谐振器被定义为一个分支。

若将其应用于实施例涉及的多工器1，则形成了间隔剔除电极的显现杂散的弹性波谐振电路对从公共端子90观察的反射损耗产生影响的是作为第1个分支的串联臂谐振器101、以及作为第2个分支的并联臂谐振器201。另一方面，即使在作为第3个以后的分支的弹性波谐振器形成间隔剔除电极，由此产生的杂散对从公共端子90观察的反射损耗也几乎没有影响。考虑到其与在并联连接了电容元件的弹性波谐振电路中插入损耗恶化这样的特性的平衡，在实施例涉及的多工器1中，采用以下那样的结构。即，在发送侧滤波器10中，在作为第1个分支的串联臂谐振器101以及作为第2个分支的并联臂谐振器201并联连接电容元件，在除此以外的弹性波谐振器形成了间隔剔除电极。

由此，能够在将发送侧滤波器10窄带化的同时，抑制在后级侧弹性波谐振器产生的杂散(无用波)所引起的发送侧滤波器12的插入损耗的增大。

另外，优选如本实施例这样，在后级侧弹性波谐振器不并联连接电容元件。这是因为，并联连接有电容元件的弹性波谐振电路越多，则q值越下降而滤波器的插入损耗变得越大。即，通过如本实施例这样，在后级侧弹性波谐振器不并联连接电容元件，从而能够在将发送侧滤波器10低损耗化且窄带化的同时，抑制在后级侧弹性波谐振器产生的杂散(无用波)所引起的发送侧滤波器12的插入损耗的增大。

此外，本实施例涉及的多工器1也可以是在band30以及band25的四工器中例如附加了band66(发送频带：1710～1780mhz，接收频带：2110～2200mhz)的双工器的所谓六工器。由于band66的接收频带(2110～2200mhz)位于band30的发送频带(2305～2315mhz)的低频侧附近，因此必须确保band30用的发送侧滤波器10的低频侧附近的衰减量。因此，需要将发送侧滤波器10进一步窄带化，确保band66的接收频带中的衰减量。因此，在构成上述六工器的情况下，同时实现band30用的发送侧滤波器10的窄带化和band25用的发送侧滤波器12的低损耗化的本发明的技术意义重大。

(实施方式2)

实施方式1涉及的多工器1还能够应用于高频前端电路，进而还能够应用于具备该高频前端电路的通信装置。因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路以及通信装置进行说明。

图12是实施方式2涉及的通信装置70的结构图。通信装置70具备：高频前端电路60、rf信号处理电路3以及基带信号处理电路4。另外，在该图中，还图示了与通信装置70连接的天线元件2。

高频前端电路60具备：实施方式1涉及的多工器1、电感元件30、接收侧开关22以及发送侧开关21、低噪声放大器电路42和功率放大器电路41。

发送侧开关21是具有与多工器1的发送输入端子91以及93单独连接的两个选择端子、和与功率放大器电路41连接的公共端子的开关电路。

接收侧开关22是具有与多工器1的接收输出端子92以及94单独连接的两个选择端子、和与低噪声放大器电路42连接的公共端子的开关电路。

这些发送侧开关21以及接收侧开关22分别按照来自控制部(未图示)的控制信号，将公共端子和与给定的频段对应的信号路径进行连接，例如由spdt(singlepoledoublethrow，单刀双掷)型的开关构成。另外，与公共端子连接的选择端子并不限于一个，也可以是多个。即，高频前端电路60也可以应对载波聚合。

功率放大器电路41是将从rf信号处理电路3输出的高频信号(在此为高频发送信号)进行放大并经由发送侧开关21以及多工器1输出到天线元件2的发送放大电路。

低噪声放大器电路42是将经由天线元件2、多工器1以及接收侧开关22的高频信号(在此为高频接收信号)进行放大并向rf信号处理电路3输出的接收放大电路。

另外，功率放大器电路也可以具有与banda以及bandb分别单独对应的放大元件。在该情况下，也可以没有发送侧开关21。此外，低噪声放大器电路也可以具有与banda以及bandb分别单独对应的放大元件。在该情况下，也可以没有接收侧开关22。

rf信号处理电路3通过下转换等对从天线元件2经由低噪声放大器电路42而输入的高频接收信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号向基带信号处理电路4输出。此外，rf信号处理电路3通过上转换等对从基带信号处理电路4输入的发送信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频发送信号向功率放大器电路41输出。rf信号处理电路3例如为rfic。

由基带信号处理电路4处理后的信号例如作为图像信号而用于图像显示，或者作为声音信号而用于通话。

另外，通信装置70也可以根据高频信号的处理方式而不具备基带信号处理电路(bbic)4。

另外，高频前端电路60也可以在上述的各构成要素之间具备其他电路元件。

根据如以上那样构成的高频前端电路60以及通信装置70，通过具备上述的实施方式1涉及的多工器1，从而能够在将发送侧滤波器10窄带化的同时，确保发送侧滤波器12的低损耗。

(其他的变形例等)

以上，关于实施方式1涉及的多工器1以及实施方式2涉及的高频前端电路60以及通信装置70，列举实施方式进行了说明，但本发明并不限定于上述的实施方式。例如，对上述的实施方式实施了如下那样的变形而得到的方式也能够包含于本发明。

例如，在上述说明中，作为多工器1，以应用于banda以及bandb的四工器为例进行了说明，但本发明例如关于三个滤波器的天线连接端子被公共化的三工器、三个双工器在公共端子被公共连接的六工器也能够应用。即，多工器只要具备两个以上的滤波器即可。

此外，本发明涉及的多工器并不限于具备发送侧滤波器以及接收侧滤波器双方的结构，也可以是仅具备多个发送侧滤波器或仅具备多个接收侧滤波器的结构。

此外，在实施方式1中，说明为应用于bana的发送侧滤波器10相当于第1滤波器，发送侧滤波器12相当于第2滤波器。即，在实施方式1中，第1滤波器以及第2滤波器双方为发送侧滤波器。但是，本发明只要是窄带的第1滤波器产生的无用波的频率位于第2滤波器的通带内的多工器，就能够不限定于第1滤波器以及第2滤波器的用途等地进行应用。

产业上的可利用性

本发明作为能够应用于被进行了多频段化以及多模式化的频率标准的低损耗的多工器、高频前端电路或通信装置等，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。

附图标记说明

1多工器；

2天线元件；

3rf信号处理电路；

4基带信号处理电路；

5基板；

10、12、14、510发送侧滤波器；

11、13接收侧滤波器；

21发送侧开关；

22接收侧开关；

30、l1、l2、l3、l4电感元件；

41功率放大器电路；

42低噪声放大器电路；

51高声速支承基板；

52低声速膜；

53压电膜；

54idt电极；

55保护层；

57压电单晶基板；

60高频前端电路；

70通信装置；

90公共端子；

91、93发送输入端子；

92、94接收输出端子；

101、102、103、104、701、702、703、704、s1、s2、s3、s4、s5串联臂谐振器；

101a、101b、102a、102b、102c、102d、102e、102f梳齿状电极；

111a、111b、112a、112b、112c、112d、112e、112f、311a、311b汇流条电极；

121a、121b、122a、122b、122c、122d、122e、122f、132、152、162、301a、301b电极指；

142反射器；

201、202、203、801、802、803、p1、p2、p3、p4并联臂谐振器；

541密接层；

542主电极层；

c1、c2、c3电容元件；

n1、n2、n3、n4节点。