多工器、高频前端电路及通信装置的制作方法

本发明涉及具备弹性波滤波器的多工器、高频前端电路及通信装置。

背景技术：

在对多频带的高频信号进行分波或合波的多工器中，广泛使用了具有低损耗及高衰减这样的特征的多个弹性波滤波器与共同端子连接的结构。但是，当增大输入信号时，弹性波滤波器产生因其非线性度而引起的谐波失真成分。当该谐波失真成分变大时，弹性波滤波器的耐电力性及噪音性能等劣化。在专利文献1中公开了一种在梯型的发送侧弹性波滤波器中不改变静电电容而分割任意的弹性波谐振器的结构。由此，串联分割后的弹性波谐振器的每单位面积的消耗电力变低，能够提高耐电力性，另外，能够抑制互调失真(imd：intermodulationdistortion)。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2007-074698号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

但是，如专利文献1那样在将弹性波滤波器作为构成多工器的一个滤波器来应用的情况下，通过经由共同端子而输入的与各滤波器的通带的频率之和或之差的组合相当的干扰波、和与该弹性波滤波器的发送频带对应的非线性谐波失真成分的互调，产生与其他滤波器的接收频带相等的频率的imd。由于该imd的影响，该其他滤波器的接收灵敏度劣化。即，在抑制与共同端子连接的其他滤波器的通过特性的劣化这一观点上，专利文献1所公开的弹性波滤波器的imd抑制不够。另外，当将弹性波谐振器分割为多个时，弹性波滤波器变大，导致多工器大型化。

因此，本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种小型的多工器、高频前端电路及通信装置，在多个滤波器与共同端子连接的多工器中，在抑制一个滤波器中的互调失真的产生的同时，抑制了该多个滤波器的通过特性的劣化。

用于解决课题的手段

为了实现上述目的，本发明的一方式的多工器具备：共同端子、第一输入输出端子及第二输入输出端子；第一滤波器，其与所述共同端子及所述第一输入输出端子连接；以及第二滤波器，其与所述共同端子及所述第二输入输出端子连接，具有与所述第一滤波器不同的通带，所述第一滤波器具备：一个以上的串联臂谐振器，配置在连结所述共同端子与所述第一输入输出端子的路径上；以及一个以上的并联臂谐振器，配置在所述路径及接地之间，所述一个以上的串联臂谐振器及所述一个以上的并联臂谐振器分别是具有形成在具有压电性的基板上的叉指换能器idt电极的弹性波谐振器，所述idt电极由相互平行配置的多个电极指构成，在所述一个以上的串联臂谐振器中的最靠近所述共同端子而连接的串联臂谐振器即第一串联臂谐振器以及所述一个以上的并联臂谐振器中的最靠近所述共同端子而连接的并联臂谐振器即第一并联臂谐振器中的至少一方所具有的所述idt电极中，所述多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最大，所述排列方向上的端部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最小。

在作为弹性波滤波器的第一滤波器和第二滤波器与共同端子连接的多工器中，可以设想如下情况：根据第一滤波器的非线性度，通过第一滤波器的通带的信号成分与经由共同端子而输入的干扰波成分的非线性响应，在第二滤波器传播与第二滤波器的通带相等的频率的互调失真成分，第二滤波器的通过特性劣化。

在上述结构中，在与共同端子及第二滤波器接近的第一串联臂谐振器及第一并联臂谐振器中的至少一方，增大产生最大失真的idt电极的中央部的电极指间距。另外，与增大中央部的电极指间距的量相应地，减小端部的电极指间距。由此，能够在不使上述至少一方的谐振器中的谐振频率变化、且不使该谐振器大型化的状态下，缓和上述idt电极中的失真，提高第一滤波器的线性度。因此，能够提供即便增加向第一滤波器输入的高频信号也抑制了互调失真的产生、且抑制了第一滤波器及第二滤波器的通过特性的劣化的小型的多工器。

另外，也可以是，所述一个以上的串联臂谐振器是多个串联臂谐振器，所述多个串联臂谐振器中的除了所述第一串联臂谐振器之外的串联臂谐振器的idt电极的电极指间距在所述排列方向上是均匀的，所述一个以上的并联臂谐振器是多个并联臂谐振器，所述多个并联臂谐振器中的除了所述第一并联臂谐振器之外的并联臂谐振器的idt电极的电极指间距在所述排列方向上是均匀的。

由此，除了最靠近共同端子而连接的弹性波谐振器之外的弹性波谐振器的idt电极的电极指间距是均匀的，因此，能够维持该弹性波谐振器较高的q值。因此，能够在抑制第一滤波器中的互调失真的产生的同时，有效地抑制第一滤波器的通过特性的劣化。

另外，也可以是，所述多个串联臂谐振器由包括所述第一串联臂谐振器的三个以上的串联臂谐振器构成，在所述第一串联臂谐振器具有的所述idt电极中，所述多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最大，所述排列方向上的两端部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最小，所述第一串联臂谐振器的idt电极的电极指间距的平均值为，除了所述第一串联臂谐振器之外的所述三个以上的串联臂谐振器分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距以上且最大的电极指间距以下。

由此，第一串联臂谐振器的idt电极的平均间距处于其他的串联臂谐振器的电极指间距的范围内。因此，能够避免规定通带及通带附近的衰减极的谐振频率及反谐振频率随着第一滤波器的通带劣化而变动，因此，能够维持第一滤波器的通过特性。

另外，也可以是，所述第一串联臂谐振器的idt电极的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差为，除了所述第一串联臂谐振器之外的所述三个以上的串联臂谐振器分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差以下。

由此，第一串联臂谐振器的idt电极的平均间距处于其他的串联臂谐振器的电极指间距的范围内，此外，该idt电极的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差为其他的串联臂谐振器的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差以下。因此，能够抑制第一串联臂谐振器的q值的下降，因此，能够降低第一滤波器的通带内的插入损耗。

另外，也可以是，所述一个以上的并联臂谐振器由包括所述第一并联臂谐振器的三个以上的并联臂谐振器构成，在所述第一并联臂谐振器具有的所述idt电极中，所述多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最大，所述排列方向上的两端部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最小，所述第一并联臂谐振器的idt电极的电极指间距的平均值为，除了所述第一并联臂谐振器之外的所述三个以上的并联臂谐振器分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距以上且最大的电极指间距以下。

由此，第一并联臂谐振器的idt电极的平均间距处于其他的并联臂谐振器的电极指间距的范围内。因此，能够避免规定通带及通带附近的衰减极的谐振频率及反谐振频率随着第一滤波器的通带劣化而变动，因此，能够维持第一滤波器的通过特性。

另外，也可以是，所述第一并联臂谐振器的idt电极的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差为，除了所述第一并联臂谐振器之外的所述三个以上的并联臂谐振器分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差以下。

由此，第一并联臂谐振器的idt电极的平均间距处于其他的并联臂谐振器的电极指间距的范围内，此外，该idt电极的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差处于其他的并联臂谐振器的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差以下。因此，能够抑制第一并联臂谐振器的q值的下降，因此，能够降低第一滤波器的通带内的插入损耗。

另外，也可以是，在所述至少一方具有的所述idt电极中，电极指间距从所述排列方向上的中央部朝向端部连续地变小。

根据上述结构，能够使相邻的电极指间中的电极指间距在排列方向上最小且平滑地变化，因此，能够使上述至少一方的弹性波谐振器的传播损耗成为最小。

另外，也可以是，idt电极在所述排列方向上具有多个电极指区域，所述多个电极指区域分别由三根以上的相邻的电极指构成，在所述多个电极指区域的各个电极指区域中，电极指间距是均匀的，电极指间距从所述idt电极的中央部的所述电极指区域朝向端部的所述电极指区域而变小。

根据上述结构，实现了最佳地缓和失真的强度分布的电极指间距的分布，因此，能够有效地提高第一滤波器的线性度。

另外，也可以是，所述第一滤波器具有梯型的滤波器构造。

由此，即便在向第一滤波器输入了大电力的高频信号的情况下，也能够确保其低损耗性，同时能够抑制第二滤波器的通过特性的劣化。

另外，也可以是，所述基板具备：压电膜，其在一个面上形成有所述idt电极；高声速支承基板，在该高声速支承基板传播的体波声速与在所述压电膜传播的弹性波声速相比为高速；以及低声速膜，其配置在所述高声速支承基板与所述压电膜之间，在低声速膜传播的体波声速与在所述压电膜传播的体波声速相比为低速。

由此，能够将包括形成在具有压电体层的基板上的idt电极的各弹性波谐振器的q值维持为较高的值。

另外，也可以是，所述第一滤波器是将规定的频带中的一部分作为发送频带的发送侧滤波器，所述第二滤波器是将所述规定的频带中的另一部分作为接收频带的接收侧滤波器。

由此，能够提供在具有由第一滤波器及第二滤波器构成的双工器的多工器中即便增加发送侧滤波器的发送电力也抑制了互调失真的产生、且抑制了接收侧滤波器的接收灵敏度的劣化的小型的多工器。

另外，本发明的一方式的高频前端电路具备：上述任一方式所记载的多工器；以及与所述多工器连接的放大电路。

由此，能够提供即便增加向第一滤波器输入的高频信号也抑制了互调失真的产生、且抑制了第一滤波器及第二滤波器的通过特性的劣化的小型的高频前端电路。

另外，本发明的一方式的通信装置具备：rf信号处理电路，其对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及上述记载的高频前端电路，其在所述天线元件与所述rf信号处理电路之间传递所述高频信号。

由此，能够提供即便增加向第一滤波器输入的高频信号也抑制了互调失真的产生、且抑制了第一滤波器及第二滤波器的通过特性的劣化的小型的通信装置。

发明效果

根据本发明，能够提供一种小型的多工器、高频前端电路及通信装置，在多个滤波器与共同端子连接的多工器中，在抑制一个滤波器中的互调失真的产生的同时，抑制了该多个滤波器的通过特性的劣化。

附图说明

图1是实施方式1的多工器及其周边电路的结构图。

图2a是示意性示出实施方式1的弹性波谐振器的一例的俯视图及剖视图。

图2b是示意性示出实施方式1的变形例1的弹性波谐振器的剖视图。

图3是构成实施例1的多工器的发送侧滤波器的电路结构图。

图4是示出实施例1的发送侧滤波器的初级侧弹性波谐振器的电极结构的概要俯视图。

图5a是示出实施例1的发送侧滤波器的初级侧弹性波谐振器的电极指间距的分布的图表。

图5b是对实施例1及比较例1的发送侧滤波器的初级侧弹性波谐振器的三次谐波失真的产生量进行了比较的图表。

图6是示出实施方式1的发送侧滤波器的初级侧弹性波谐振器的电极指间距的分布的例子的图表。

图7是构成实施例2及3的多工器的发送侧滤波器的电路结构图。

图8a是示出实施例2、实施例3及比较例2的发送侧滤波器的初级侧弹性波谐振器的电极指间距的分布的图表。

图8b是对实施例2、实施例3及比较例2的发送侧滤波器的初级侧弹性波谐振器的三次谐波失真的产生量进行了比较的图表。

图9是实施方式2的通信装置的结构图。

具体实施方式

以下，使用实施方式及附图对本发明的实施方式详细进行说明。需要说明的是，以下所说明的实施方式均示出包括性或具体的例子。以下的实施方式所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置及连接方式等是一例，并不是限定本发明的意思。针对以下的实施方式的构成要素中的未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素来说明。另外，附图所示的构成要素的大小或大小之比并不是严格的。

(实施方式1)

[1.多工器的基本结构]

图1是实施方式1的多工器1及其周边电路的结构图。如该图所示，多工器1具备发送侧滤波器11、接收侧滤波器12、共同端子90、发送输入端子91、以及接收输出端子92。多工器1在共同端子90处与天线元件2连接。在共同端子90与天线元件2的连接路径及作为基准端子的接地之间，连接有阻抗匹配用的电感元件30。需要说明的是，电感元件30也可以串联地连接在共同端子90与天线元件2之间。另外，多工器1也可以是不具备电感元件30的结构。另外，电感元件30可以为包含在多工器1中的结构，也可以为外接于多工器1的结构。

发送侧滤波器11是第一滤波器，该第一滤波器与共同端子90及发送输入端子91(第一输入输出端子)连接，将由发送电路(rfic等)生成的发送波经由发送输入端子91输入，以banda的发送通带对该发送波进行滤波并向共同端子90输出。发送侧滤波器11例如是由弹性波谐振器构成的声表面波滤波器，具备配置在连结共同端子90与发送输入端子91的路径上的一个以上的串联臂谐振器、以及配置在该路径及接地之间的一个以上的并联臂谐振器。

接收侧滤波器12是第二滤波器，该第二滤波器与共同端子90及接收输出端子92连接，输入从共同端子90输入的接收波，以banda的接收通带对该接收波进行滤波并向接收输出端子92输出。接收侧滤波器12的结构没有特别限定，例如可以是弹性波滤波器，另外，也可以是由电感元件及电容元件构成的lc滤波器。

需要说明的是，也可以在共同端子90与上述各滤波器之间连接阻抗匹配用的电感元件及电容元件中的至少一方。

以下，对构成发送侧滤波器11的弹性波谐振器的构造进行说明。

[2.弹性波谐振器的构造]

图2a是示意性示出本实施方式的弹性波谐振器的一例的概要图，(a)是俯视图，(b)及(c)是(a)所示的单点划线处的剖视图。在图2a中，例示出表示构成发送侧滤波器11的一个以上的串联臂谐振器及一个以上的并联臂谐振器中的串联臂谐振器102的构造的平面示意图及剖面示意图。需要说明的是，图2a所示的串联臂谐振器102用于说明串联臂谐振器101～104的典型构造，构成电极的电极指的根数、长度及电极指间距等不限定于图2a。

串联臂谐振器102由具有压电性的基板5和梳齿状电极121a及121b构成。

如图2a的(a)所示，在基板5上，形成有相互对置的一对梳齿状电极121a及121b。梳齿状电极121a由相互平行的多个电极指120a和将多个电极指120a连接的汇流条电极122a构成。另外，梳齿状电极121b由相互平行的多个电极指120b和将多个电极指120b连接的汇流条电极122b构成。多个电极指120a及120b沿着与弹性波传播方向(x轴方向)正交的方向而形成。

另外，如图2a的(b)所示，由多个电极指120a及120b、以及汇流条电极122a及122b构成的idt(interdigitaltransducer，叉指换能器)电极54成为密接层541与主电极层542的层叠构造。

密接层541是用于提高基板5与主电极层542的密接性的层，作为材料，例如使用ti。密接层541的膜厚例如为12nm。

作为主电极层542的材料，例如使用含有1％的cu的al。主电极层542的膜厚例如为162nm。

保护层55形成为覆盖梳齿状电极121a及121b。保护层55是以从外部环境保护主电极层542、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的电介质膜。保护层55的厚度例如为25nm。

需要说明的是，构成密接层541、主电极层542及保护层55的材料不限定于上述的材料。此外，idt电极54也可以不是上述层叠构造。idt电极54例如也可以由ti、al、cu、pt、au、ag、pd等金属或合金构成，另外，还可以由通过上述的金属或合金构成的多个层叠体构成。另外，也可以不形成保护层55。

接着，对基板5的层叠构造进行说明。

如图2a的(c)所示，基板5具备高声速支承基板51、低声速膜52以及压电膜53，具有将高声速支承基板51、低声速膜52及压电膜53依次层叠而成的构造。

压电膜53由50°y切割x传播litao3压电单晶或压电陶瓷(在以将x轴作为中心轴而从y轴旋转了50°的轴作为法线的面上切断后的钽酸锂单晶或陶瓷，即，在x轴方向上传播声表面波的单晶或陶瓷)构成。压电膜53的厚度例如为600nm。需要说明的是，根据各滤波器的要求规格，适当选择作为压电膜53而使用的压电单晶的材料及切割角。

高声速支承基板51是对低声速膜52、压电膜53以及idt电极54进行支承的基板。高声速支承基板51还是高声速支承基板51中的体波的声速与在压电膜53传播的表面波及边界波等弹性波的声速相比为高速的基板，高声速支承基板51像这样发挥功能：将声表面波封入到压电膜53及低声速膜52层叠的部分，避免向比高声速支承基板51靠下方的位置泄漏。高声速支承基板51例如为硅基板，厚度例如为200μm。

低声速膜52是低声速膜52中的体波的声速与在压电膜53传播的体波的声速相比为低速的膜，配置在压电膜53与高声速支承基板51之间。根据其构造、以及弹性波本质上在低声速的介质中集中能量这样的性质，抑制了声表面波能量向idt电极外的泄漏。低声速膜52例如是以二氧化硅为主成分的膜，厚度例如为670nm。

需要说明的是，根据基板5的上述层叠构造，与以单层使用压电基板的以往的构造相比，能够大幅提高谐振频率及反谐振频率中的q值。即，由于能够构成q值高的弹性波谐振器，因此，能够使用该弹性波谐振器来构成插入损耗小的滤波器。

另外，可以设想如下情况：为了抑制发送侧滤波器11的互调失真，如后所述，当使串联臂谐振器101的电极指间距变化时，与电极指间距均匀的串联臂谐振器相比，串联臂谐振器101的q值等效地变小。但是，根据上述基板的层叠构造，能够将串联臂谐振器101的q值维持为较高的值。因此，能够形成具有通带内的低损耗性的弹性波滤波器。

需要说明的是，高声速支承基板51也可以具有将支承基板与高声速膜层叠而成的构造，在该高声速膜传播的体波的声速与在压电膜53传播的表面波及边界波等弹性波的声速相比为高速。在该情况下，支承基板能够使用钽酸锂、铌酸锂、水晶等压电体、矾土、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、莫来石、滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、蓝宝石、玻璃等电介质或硅、氮化镓等半导体及树脂基板等。另外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、dlc膜或金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种高声速材料。

另外，图2b是示意性示出实施方式1的变形例1的弹性波谐振器的剖视图。在图2a所示的串联臂谐振器102中，示出了将idt电极54形成在具有压电膜53的基板5上的例子，但如图2b所示，形成该idt电极54的基板也可以是由压电体层的单层构成的压电单晶基板57。压电单晶基板57例如由linbo3的压电单晶构成。本变形例的串联臂谐振器102由linbo3的压电单晶基板57、idt电极54、以及形成在压电单晶基板57上及idt电极54上的保护层55构成。

上述的压电膜53及压电单晶基板57也可以根据弹性波滤波器装置的要求通过特性等而适当变更层叠构造、材料、切割角及厚度。即便是使用了具有上述的切割角以外的切割角的litao3压电基板等的串联臂谐振器102，也能够起到与使用了上述压电膜53的串联臂谐振器102同样的效果。

这里，对构成弹性波谐振器的idt电极的电极参数的一例(实施例)进行说明。

弹性波谐振器的波长由构成图2a的(b)所示的idt电极54的多个电极指120a或120b的重复周期即波长λ规定。另外，电极指间距是波长λ的1/2，在将构成梳齿状电极121a及121b的电极指120a及120b的线宽设为w、将相邻的电极指120a与电极指120b之间的空间宽度设为s的情况下，由(w+s)定义。另外，如图2a的(a)所示，一对梳齿状电极121a及121b的交叉宽度l是指电极指120a与电极指120b的从弹性波传播方向(x轴方向)观察时的重复的电极指长度。另外，各弹性波谐振器的电极占空比是多个电极指120a及120b的线宽占有率，是多个电极指120a及120b的线宽相对于该线宽与空间宽度的相加值的比例，由w/(w+s)定义。另外，将梳齿状电极121a及121b的高度即膜厚设为h。将上述的波长λ、交叉宽度l、电极占空比、idt电极54的膜厚h等决定弹性波谐振器的idt电极的形状及大小的参数称为电极参数。

[3.实施例1的发送侧滤波器11的结构]

以下，使用图3对实施例1的发送侧滤波器11的电路结构进行说明。

图3是构成实施例1的多工器1的发送侧滤波器11的电路结构图。实施例1的多工器1与实施方式1的多工器1同样地具有发送侧滤波器11及接收侧滤波器12与共同端子90连接的结构。另外，实施例1的发送侧滤波器11是实施方式1的发送侧滤波器11的具体的电路结构例。

如图3所示，发送侧滤波器11具备串联臂谐振器101、102、103及104、并联臂谐振器201及202、以及并联臂电路203。

串联臂谐振器101～104配置在连结共同端子90与发送输入端子91的路径上，相互串联连接。另外，并联臂谐振器201、202及并联臂电路203配置在上述路径上的节点与基准端子(接地)之间。并联臂电路203是具有弹性波谐振器203a、203b及203c、且将串联连接了弹性波谐振器203b及203c的电路与弹性波谐振器203a并联连接而得到的电路。需要说明的是，如并联臂电路203那样由多个弹性波谐振器构成的谐振电路、即与上述路径上的同一节点连接的电路也能够看作与一个并联臂谐振器等效。另外，也可以向将共同端子90、发送输入端子91、接地、串联臂谐振器101、102、103、104、并联臂谐振器201、202及并联臂电路203连接的各连接节点连接及插入电感器及电容器等电路元件。

通过串联臂谐振器101～104、并联臂谐振器201、202及并联臂电路203的上述连接结构，发送侧滤波器11构成梯型的带通滤波器。需要说明的是，串联臂谐振器及并联臂谐振器的个数不限定于上述结构，是具有一个以上的串联臂谐振器及一个以上并联臂谐振器的弹性波滤波器即可。

[4.实施例1的idt电极的结构]

在具有发送侧滤波器11的多工器1中，可以设想如下情况：根据发送侧滤波器11的非线性度，通过发送侧滤波器11的发送频带的信号成分和经由共同端子90而输入的干扰波成分的非线性响应，在接收侧滤波器12传播与接收侧滤波器12的接收频带相等的频率的互调失真成分。由此，作为接收侧滤波器12的通过特性的接收灵敏度劣化。另外，在构成发送侧滤波器11的全部弹性波谐振器中，可能产生上述互调失真成分，但向接收侧滤波器12施加最大的上述互调失真成分的是最靠近共同端子90而连接的串联臂谐振器101。

根据这一观点，在本实施例的发送侧滤波器11中，为了降低在接收侧滤波器12传播的上述互调失真成分，在构成发送侧滤波器11的弹性波谐振器中的最靠近共同端子90及接收侧滤波器12而连接的串联臂谐振器101中，使idt电极的电极指间距变化。

图4是示出实施例1的发送侧滤波器11的串联臂谐振器101的电极结构的概要俯视图。在图4中，示出表示最靠近共同端子90而连接的串联臂谐振器101的idt电极构造的平面示意图。需要说明的是，图4所示的串联臂谐振器101用于说明最靠近共同端子90而连接的弹性波谐振器(初级弹性波谐振器)的典型构造，构成电极的电极指的根数及长度等不限于此。

串联臂谐振器101由具有压电性的基板5、形成在基板5上的梳齿状电极111a及111b、以及反射器131构成。

如图4所示，梳齿状电极111a由相互平行的多个电极指110a、以及连接多个电极指110a的汇流条电极112a构成。另外，梳齿状电极111b由相互平行的多个电极指110b、以及连接多个电极指110b的汇流条电极112b构成。多个电极指110a及110b沿着与弹性波传播方向(x轴方向)正交的方向而形成。将梳齿状电极111a及111b对置配置为，多个电极指110a与110b相互交错插入。

需要说明的是，如图2a的(b)所示，由多个电极指110a及110b、以及汇流条电极112a及112b构成的idt电极成为密接层541与主电极层542的层叠构造。

反射器131由相互平行的多个电极指、以及连接该多个电极指的汇流条电极构成，配置在梳齿状电极111a及111b的弹性波传播方向上的两端。

需要说明的是，梳齿状电极111a也可以具有在多个电极指110b的长边方向上对置配置的虚设电极。另外，梳齿状电极111b也可以具有在多个电极指110a的长边方向上对置配置的虚设电极。另外，图4所示的idt电极也可以包括间疏电极，另外，也可以成为使连结多个电极指110a的前端彼此的直线以及连结多个电极指110b的前端彼此的直线相对于弹性波传播方向倾斜的、所谓的倾斜型idt电极。

这里，在串联臂谐振器101的idt电极中，多个电极指的排列方向(图4的x正方向及x负方向)中的中央部的电极指间距pc在该idt电极的电极指间距中为最大，上述排列方向的端部的电极指间距pl及pr在该idt电极的电极指间距中为最小。

为了降低弹性波谐振器的互调失真成分，需要提高输出信号相对于输入信号的线性度。为了提高弹性波谐振器的线性度，减小以idt电极的膜厚h及波长λ为参数的标准化膜厚h/λ是有效的。即，通过减小膜厚h或增大波长λ，能够提高弹性波谐振器的线性度。针对规定的弹性波谐振器而减小膜厚h，从简化制造工艺的观点出发是不优选的。另一方面，关于增大波长λ的方法，能够按照每个弹性波谐振器进行应对，但谐振频率会变低。

因此，在本实施例的发送侧滤波器11中，在串联臂谐振器101的idt电极中施加了高频信号的情况下，增大电力密度为最大且基板及电极指的失真成为最大的idt电极的中央部的电极指间距，与增大中央部的电极指间距的量对应地减小端部的电极指间距。由此，能够在不使串联臂谐振器101中的谐振频率变化、并且不会通过分割等而使串联臂谐振器101大型化的状态下，缓和上述idt电极中的失真，提高发送侧滤波器11的线性度。因此，能够提供即便增加向发送侧滤波器11输入的高频信号也抑制了互调失真的产生、并且抑制了发送侧滤波器11及接收侧滤波器12的通过特性的劣化的小型的多工器1。

图5a是示出实施例1的发送侧滤波器11的串联臂谐振器101的电极指间距的分布的图表。在该图中，在横轴示出多个电极指的排列方向上的电极指的位置，在纵轴示出以最大的电极指间距标准化的电极指间距。图5a所示的电极指间距的分布对应于图4所示的idt电极构造。

即，串联臂谐振器101的idt电极在上述排列方向上具有由三根以上的相邻的电极指构成的电极指区域idtl、idtc、及idtr。电极指区域idtc中的电极指间距pc是均匀的，电极指区域idtl中的电极指间距pl是均匀的，电极指区域idtr中的电极指间距pr是均匀的。中央部的电极指区域idtc的电极指间距pc为最大，两端部的电极指区域idtl及电极指区域idtr的电极指间距为最小。另外，在本实施例中，电极指间距pl及pr成为电极指间距pc的0.88倍。

图5b是对实施例1及比较例1的发送侧滤波器11的串联臂谐振器101(初级弹性波谐振器)的三次谐波失真的产生量进行了比较的图表。在该图中，示出在向串联臂谐振器101输入了高频信号(700-800mhz)的情况下产生的三次谐波失真(2100-2400mhz)的频率依赖性。

需要说明的是，比较例1的弹性波谐振器相对于实施例1的串联臂谐振器101，是不使idt电极的电极指间距变化而均匀的谐振器，该弹性波谐振器的电极指间距与实施例1的串联臂谐振器101的平均电极指间距相同。

如图5b所示，在三次谐波的整个频带的范围内，实施例1的串联臂谐振器101与比较例1的弹性波谐振器相比，三次谐波失真的产生量较小。即，如实施例1的串联臂谐振器101那样，通过将多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中设为最大，将上述排列方向的端部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中设为最小，能够抑制互调失真的产生量。

图6是示出实施方式1的发送侧滤波器11的串联臂谐振器101的电极指间距的分布的例子的图表。

在图6的(a)及cb)中，针对串联臂谐振器101的idt电极，示出电极指间距从上述排列方向上的中央部朝向端部连续地变小的电极指分布。在图6的ca)中，成为尽可能减小整体的电极指间距与中央部的最大的电极指间距之差的分布，成为不突出中央部的最大的电极指间距的分布。与此相对，在图6的(b)中，仅在中央部增大电极指间距，使中央部以外的电极指间距尽量均匀。

另一方面，图6的(c)被应用于图4及图5a所示的分布。即，idt电极在上述排列方向上具有由三根以上的相邻的电极指构成的电极指区域(idtc、idtl1、idtl2、idtl3、idtr1、idtr2、idtr3)。一个电极指区域中的电极指间距相等，电极指间距从idt电极的中央部的电极指区域idtc朝向端部的电极指区域idtl3及idtr3而变小。

无论是上述图6的(a)～(c)的哪一个电极指分布，在向idt电极施加了高频信号的情况下，都增大电力密度为最大且基板及电极指的失真成为最大的idt电极的中央部的电极指间距，与增大中央部的电极指间距的量对应地减小端部的电极指间距。由此，能够在不使串联臂谐振器101中的谐振频率变化、并且不会通过分割等而使串联臂谐振器101大型化的状态下，缓和上述idt电极中的失真，提高发送侧滤波器11的线性度。

需要说明的是，在实施例1的发送侧滤波器11中，优选串联臂谐振器102的idt电极的电极指间距在上述排列方向上相等，串联臂谐振器103的idt电极的电极指间距在上述排列方向上相等，串联臂谐振器104的idt电极的电极指间距在上述排列方向上相等。此外，优选并联臂谐振器201的电极指间距在上述排列方向上相等，并联臂谐振器202的电极指间距在上述排列方向上相等，并联臂电路203的各弹性波谐振器的电极指间距在上述排列方向上相等。即，优选除了串联臂谐振器101之外的谐振器的idt电极的电极指间距在上述排列方向上相等。在由idt电极构成的弹性波谐振器中，当电极指间距均匀时，该弹性波谐振器的q值较高，电极指间距越散乱，q值越下降。由此，除了最靠近共同端子90而连接的串联臂谐振器101之外的谐振器的idt电极的电极指间距是均匀的，因此，能够维持该谐振器较高的q值。因此，能够在抑制发送侧滤波器11中的互调失真的产生的同时，有效地抑制作为发送侧滤波器11的通过特性的插入损耗的劣化。

需要说明的是，本实施例的发送侧滤波器11也可以是具有串联臂谐振器101及并联臂谐振器201、以及纵耦合型谐振器的弹性波滤波器。在该情况下，在串联臂谐振器101的idt电极中，多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距pc在该idt电极的电极指间距中为最大，上述排列方向的端部的电极指间距pl及pr在该idt电极的电极指间距中为最小。另外，在构成纵耦合型谐振器的多个idt电极中，电极指间距在上述排列方向上也可以不均匀。

[5.实施例2及实施例3的发送侧滤波器13的结构]

以下，使用图7，对实施例2及实施例3的发送侧滤波器11的电路结构进行说明。

图7是构成实施例2及实施例3的多工器的发送侧滤波器13的电路结构图。实施例2及实施例3的多工器具有发送侧滤波器13及接收侧滤波器12与共同端子90连接的结构。另外，实施例2及实施例3的发送侧滤波器13是实施方式1的发送侧滤波器11的具体的电路结构例。

如图7所示，发送侧滤波器13具备串联臂谐振器151、152、153及154、以及并联臂谐振器251、252及253。

串联臂谐振器151～154配置在连结共同端子90与发送输入端子91的路径上，且相互串联连接。另外，并联臂谐振器251～253配置在上述路径上的节点与基准端子(接地)之间。并联臂谐振器252及253与共同的接地连接。需要说明的是，也可以在将共同端子90、发送输入端子91、接地、串联臂谐振器151、152、153、154、并联臂谐振器251、252及253连接的各连接节点连接及插入有电感器及电容器等电路元件。

通过串联臂谐振器151～154及并联臂谐振器251～253的上述连接结构，发送侧滤波器13构成梯型的带通滤波器。需要说明的是，串联臂谐振器及并联臂谐振器的个数不限定于上述结构。

[6.实施例2及实施例3的idt电极的结构]

在具有发送侧滤波器13的多工器中，可以设想由于因发送侧滤波器13的非线性度引起的发送侧滤波器13的谐波失真成分和经由共同端子90而输入的干扰波成分的非线性响应，使接收侧滤波器12的接收频带所包含的频率的互调失真成分在接收侧滤波器12传播。由此，作为接收侧滤波器12的通过特性的接收灵敏度劣化。另外，虽然在构成发送侧滤波器13的全部的弹性波谐振器中可能产生上述互调失真成分，但对接收侧滤波器12施加最大的上述互调失真成分的是最靠近共同端子90而连接的串联臂谐振器151。

从该观点出发，在本实施例的发送侧滤波器13中，为了降低在接收侧滤波器12传播的上述互调失真成分，在构成发送侧滤波器13的弹性波谐振器中的、最靠近共同端子90及接收侧滤波器12而连接的串联臂谐振器151中，使idt电极的电极指间距变化。

这里，在串联臂谐振器151的idt电极中，多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距pc在该idt电极的电极指间距中为最大，上述排列方向的端部的电极指间距pl及pr在该idt电极的电极指间距中为最小。

在表1中示出实施例2、实施例3及比较例2的串联臂谐振器151的电极指间距。

[表1]

图8a是示出实施例2、实施例3及比较例2的发送侧滤波器13的串联臂谐振器151的电极指间距的分布的图表。在该图中，在横轴示出多个电极指的排列方向上的电极指的位置，在纵轴示出电极指间距。

实施例2及实施例3的发送侧滤波器13的串联臂谐振器151的idt电极在上述排列方向上具有由三根以上的相邻的电极指构成的电极指区域idtl、idtc及idtr。电极指区域idtc中的电极指间距pc是均匀的，电极指区域idtl中的电极指间距pl是均匀的，电极指区域idtr中的电极指间距pr是均匀的。中央部的电极指区域idtc的电极指间距pc为最大，两端部的电极指区域idtl及电极指区域idtr的电极指间距为最小。

在实施例2中，在串联臂谐振器151的idt电极中，中央部的电极指区域idtc的电极指间距pc为2.803μm，两端部的电极指区域idtl及idtr的电极指间距pl及pr为2.747μm。

在实施例3中，在串联臂谐振器151的idt电极中，中央部的电极指区域idtc的电极指间距pc为2.788μm，两端部的电极指区域idtl及idtr的电极指间距pl及pr为2.761。

在比较例2中，在串联臂谐振器151的idt电极中，电极指间距是均匀的，为2.775μm。

图8b是对实施例2、实施例3及比较例2的发送侧滤波器13的串联臂谐振器151的三次谐波失真的产生量进行了比较的图表。在该图中，示出在向串联臂谐振器151输入了高频信号(600-670mhz)的情况下产生的三次谐波失真(1800-2010mhz)的频率依赖性。

如图8b所示，在三次谐波的整个频带的范围内，实施例2及实施例3的串联臂谐振器151与比较例2的弹性波谐振器相比，三次谐波失真的产生量较小。即，如实施例2及实施例3的串联臂谐振器151那样，通过将多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中设为最大，将上述排列方向的端部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中设为最小，能够抑制互调失真的产生量。

此外，实施例2的串联臂谐振器151与实施例3的串联臂谐振器151相比，三次谐波失真的产生量较小。即，当串联臂谐振器151中的电极指间距的变化量(最大值及最小值之差)较大时，能够进一步抑制互调失真的产生量。

这里，在实施例2中，串联臂谐振器151的idt电极的电极指间距(2.747～2.803μm)的平均值为除了串联臂谐振器151之外的三个串联臂谐振器152～154分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距(串联臂谐振器153的电极指间距：2.732μm)以上，并且为最大的电极指间距(串联臂谐振器152的电极指间距：2.804μm)以下。另外，在实施例3中，串联臂谐振器151的idt电极的电极指间距(2.761～2.788μm)的平均值为除了串联臂谐振器151之外的三个串联臂谐振器152～154分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距(串联臂谐振器153的电极指间距：2.732μm)以上，并且为最大的电极指间距(串联臂谐振器152的电极指间距：2.804μm)以下。

根据实施例2及实施例3的发送侧滤波器13，串联臂谐振器151的idt电极的平均间距处于其他的串联臂谐振器152～154的电极指间距的范围内。因此，能够避免规定发送侧滤波器13的通带及通带附近的衰减极的串联臂谐振器151的谐振频率及反谐振频率随着发送侧滤波器13的通带劣化而变动，因此，能够维持发送侧滤波器13的通过特性。

另外，在实施例2中，串联臂谐振器151的idt电极的最小的电极指间距(2.747μm)与最大的电极指间距(2.803μm)之差(0.056μm)为，除了串联臂谐振器151之外的三个串联臂谐振器152～154分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距(串联臂谐振器153的电极指间距：2.732μm)与最大的电极指间距(串联臂谐振器152的电极指间距：2.804μm)之差(0.072μm)以下。另外，在实施例3中，串联臂谐振器151的idt电极的最小的电极指间距(2.761μm)与最大的电极指间距(2.788μm)之差(0.027μm)为，除了串联臂谐振器151之外的三个串联臂谐振器152～154分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距(串联臂谐振器153的电极指间距：2.732μm)与最大的电极指间距(串联臂谐振器152的电极指间距：2.804μm)之差(0.072μm)以下。

根据实施例2及实施例3的发送侧滤波器13，串联臂谐振器151的idt电极的平均间距处于其他的串联臂谐振器152～154的电极指间距的范围内，此外，该idt电极的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差为其他的串联臂谐振器的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差以下。在由idt电极构成的弹性波谐振器中，当电极指间距均匀时，该弹性波谐振器的q值较高，电极指间距越散乱，q值越下降。根据实施例2及实施例3的上述结构，能够抑制串联臂谐振器151的q值的下降，因此，能够降低发送侧滤波器13的通带内的插入损耗。

需要说明的是，在实施例2及实施例3的发送侧滤波器13中，优选串联臂谐振器152的idt电极的电极指间距在上述排列方向上相等，串联臂谐振器153的idt电极的电极指间距在上述排列方向上相等，串联臂谐振器154的idt电极的电极指间距在上述排列方向上相等。此外，优选并联臂谐振器251的电极指间距在上述排列方向上相等，并联臂谐振器252的电极指间距在上述排列方向上相等，并联臂谐振器253的各弹性波谐振器的电极指间距在上述排列方向上相等。即，优选除了串联臂谐振器151之外的谐振器的idt电极的电极指间距在上述排列方向上相等。由此，除了最靠近共同端子90而连接的串联臂谐振器151之外的弹性波谐振器的idt电极的电极指间距是均匀的，因此，能够维持该弹性波谐振器较高的q值。因此，能够在抑制发送侧滤波器13中的互调失真的产生的同时，有效地抑制作为发送侧滤波器13的通过特性的插入损耗的增加。

需要说明的是，实施例2及实施例3的发送侧滤波器13也可以是具有串联臂谐振器151及并联臂谐振器251、以及纵耦合型谐振器的弹性波滤波器。在该情况下，在串联臂谐振器151的idt电极中，多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距pc在该idt电极的电极指间距中为最大，上述排列方向的端部的电极指间距pl及pr在该idt电极的电极指间距中为最小。另外，在构成纵耦合型谐振器的多个idt电极中，电极指间距在上述排列方向上也可以不均匀。

需要说明的是，在本实施方式中，在第一滤波器中，成为互调失真的产生原因的谐振器为最靠近共同端子90而连接的串联臂谐振器101或151。但是，最靠近共同端子90及接收侧滤波器12而连接的并联臂谐振器201或251也成为互调失真的产生原因。因此，本发明的多工器也可以具有如下结构：针对构成第一滤波器的多个并联臂谐振器中的最靠近共同端子90而连接的并联臂谐振器201(实施例1)及251(实施例2及实施例3)，多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最大，该排列方向的端部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最小。

另外，本发明的多工器在第一滤波器中最靠近共同端子90而连接的谐振器为并联臂谐振器的情况下，也可以具有如下结构：针对构成第一滤波器的并联臂谐振器中的最靠近共同端子而连接的并联臂谐振器(第一并联臂谐振器)及构成第一滤波器的串联臂谐振器中的最靠近共同端子而连接的串联臂谐振器(第一串联臂谐振器)中的至少一方，多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最大，该排列方向的端部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最小。

在上述结构中，在与共同端子及第二滤波器接近的第一串联臂谐振器及第一并联臂谐振器中的至少一方，增大产生最大失真的idt电极的中央部的电极指间距。另外，与增大中央部的电极指间距的量对应地减小端部的电极指间距。由此，能够在不使上述至少一方的弹性波谐振器中的谐振频率变化、且不使该弹性波谐振器大型化的状态下，缓和上述idt电极中的失真，提高第一滤波器的线性度。因此，能够提供即便增加向第一滤波器输入的高频信号也抑制了互调失真的产生、并且抑制了第一滤波器及第二滤波器的通过特性的劣化的小型的多工器。

另外，如上所述，在具有如下结构的多工器中，也可以是，第一并联臂谐振器的idt电极的电极指间距的平均值为除了第一并联臂谐振器之外的多个并联臂谐振器分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距以上，并且为最大的电极指间距以下，上述结构为：针对构成第一滤波器的多个并联臂谐振器中的最靠近共同端子而连接的并联臂谐振器(第一并联臂谐振器)，多个电极指的排列方向上的中央部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最大，该排列方向的端部的电极指间距在该idt电极的电极指间距中为最小。

由此，第一并联臂谐振器的idt电极的平均间距处于其他的并联臂谐振器的电极指间距的范围内。因此，能够避免规定第一滤波器的通带及通带附近的衰减极的第一并联臂谐振器的谐振频率及反谐振频率随着第一滤波器的通带劣化而变动，因此，能够维持第一滤波器的通过特性。

此外，第一并联臂谐振器的idt电极的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差也可以为除了第一并联臂谐振器之外的多个并联臂谐振器分别具有的电极指间距中的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差以下。

由此，第一并联臂谐振器的idt电极的平均间距处于其他的并联臂谐振器的电极指间距的范围内，此外，该idt电极的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差为其他的并联臂谐振器的最小的电极指间距与最大的电极指间距之差以下。因此，能够抑制第一并联臂谐振器的q值的下降，因此，能够降低第一滤波器的通带内的插入损耗。

(实施方式2)

实施方式1的多工器1也能够应用于高频前端电路，进而应用于具备该高频前端电路的通信装置。因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路及通信装置进行说明。

图9是实施方式2的通信装置60的结构图。通信装置60具备高频前端电路50、rf信号处理电路3以及基带信号处理电路4。需要说明的是，在该图中，也图示出与通信装置60连接的天线元件2。

高频前端电路50具备多工器1a、电感元件30、发送侧开关21及接收侧开关22、以及功率放大器电路41及低噪声放大器电路42。

多工器1a具备发送侧滤波器11及14、接收侧滤波器12及15、共同端子90、发送输入端子91及93、以及接收输出端子92及94。在共同端子90及天线元件2的连接路径与作为基准端子的接地之间，连接有阻抗匹配用的电感元件30。需要说明的是，电感元件30也可以串联连接在共同端子90与天线元件2之间。另外，多工器1a也可以为具备电感元件30的结构。

发送侧滤波器11是实施方式1的发送侧滤波器11，且是第一滤波器，该第一滤波器与共同端子90及发送输入端子91(第一输入输出端子)连接，经由发送输入端子91而输入由发送电路(rfic等)生成的发送波，以banda的发送通带对该发送波进行滤波并向共同端子90输出。

接收侧滤波器12是实施方式1的接收侧滤波器12，且是第二滤波器，该第二滤波器与共同端子90及接收输出端子92连接，将从共同端子90输入的接收波输入，以banda的接收通带对该接收波进行滤波并向接收输出端子92输出。

发送侧滤波器14是如下的滤波器：与共同端子90及发送输入端子93连接，经由发送输入端子93而输入由发送电路(rfic等)生成的发送波，以bandb的发送通带对该发送波进行滤波并向共同端子90输出。

接收侧滤波器15是如下的滤波器：与共同端子90及接收输出端子94连接，输入从共同端子90输入的接收波，以bandb的接收通带对该接收波进行滤波并向接收输出端子94输出。

需要说明的是，发送侧滤波器14及接收侧滤波器15的结构没有特别限定，例如，也可以是弹性波滤波器，另外，还可以是由电感元件及电容元件构成的lc滤波器。

另外，也可以在共同端子90与上述各滤波器之间连接阻抗匹配用的电感元件及电容元件中的至少一方。

根据本实施方式的多工器1a，能够在不使串联臂谐振器101中的谐振频率变化、且不通过分割等而使该弹性波谐振器大型化的状态下，缓和上述idt电极中的失真，提高发送侧滤波器11的线性度。因此，能够提供即便增加向发送侧滤波器11输入的高频信号也抑制了互调失真的产生、并且抑制了发送侧滤波器11和14以及接收侧滤波器12和15的通过特性的劣化的小型的多工器1a。

发送侧开关21是具有与多工器1a的发送输入端子91及93独立连接的两个选择端子、以及与功率放大器电路41连接的共同端子的开关电路。

接收侧开关22是具有与多工器1a的接收输出端子92及94独立连接的两个选择端子、以及与低噪声放大器电路42连接的共同端子的开关电路。

这些发送侧开关21及接收侧开关22分别按照来自控制部(未图示)的控制信号而将共同端子与和规定的频带对应的信号路径连接，由例如spdt(singlepoledoublethrow，单刀双掷)型的开关构成。需要说明的是，与共同端子连接的选择端子不限于一个，也可以为多个。即，高频前端电路50也可以应对载波聚合。

功率放大器电路41是将从rf信号处理电路3输出的高频信号(这里为高频发送信号)放大并经由发送侧开关21及多工器1a向天线元件2输出的发送放大电路。

低噪声放大器电路42是将经由天线元件2、多工器1a及接收侧开关22方高频信号(这里为高频接收信号)放大并向rf信号处理电路3输出的接收放大电路。

需要说明的是，功率放大器电路也可以具有与banda及bandb分别独立对应的放大元件。在该情况下，也可以不具有发送侧开关21。另外，低噪声放大器电路也可以具有与banda及bandb分别独立对应的放大元件。在该情况下，也可以不具有接收侧开关22。

rf信号处理电路3通过降频转换等对经由接收信号路径从天线元件2输入的高频接收信号进行信号处理，将通过该信号处理而生成的接收信号向基带信号处理电路4输出。另外，rf信号处理电路3通过增频转换等对从基带信号处理电路4输入的发送信号进行信号处理，将通过该信号处理而生成的高频发送信号向功率放大器电路41输出。rf信号处理电路3例如是rfic。

由基带信号处理电路4处理后的信号例如作为图像信号而用于图像显示，或者作为声音信号而用于通话。

需要说明的是，高频前端电路50也可以在上述的各构成要素之间具备其他的电路元件。

根据如以上那样构成的高频前端电路50及通信装置60，通过具备多工器1a，能够提供即便增加向发送侧滤波器11输入的高频信号也抑制了互调失真的产生、并且抑制了构成多工器1a的各滤波器的通过特性的劣化的小型的高频前端电路50及通信装置60。

需要说明的是，根据高频信号的处理方式，通信装置60也可以不具备基带信号处理电路(bbic)4。

(其他的变形例等)

以上，针对实施方式1的多工器1及实施方式2的高频前端电路50及通信装置60，举出实施方式进行了说明，但本发明不限于上述的实施方式。例如，在本发明中也可以包含对上述实施方式实施了如下那样的变形而得到的方式。

例如，在上述说明中，作为实施方式1的多工器1，例示了应用于banda的双工器，作为实施方式2的多工器1a，例示了应用于banda及bandb的四工器，但本发明例如也能够应用将三个滤波器的天线连接端子共同化的三工器、在共同端子将三个双工器共同连接的六工器等。即，多工器具备两个以上的滤波器即可。

另外，本发明的多工器不限于具备发送侧滤波器及接收侧滤波器的双方的结构，也可以为仅具备多个发送侧滤波器或仅具备多个接收侧滤波器的结构。

另外，在实施方式1中，说明了应用于banda的发送侧滤波器11相当于第一滤波器，应用于banda的接收侧滤波器12相当于第二滤波器的情况。但是，本发明只要是因第一滤波器产生的互调失真成分的频率位于第二滤波器的通带内的多工器即可，能够不限定于第一滤波器及第二滤波器的用途等而应用。

产业上的可利用性

本发明作为能够应用于多频带化及多模式化的频率标准的低损耗且小型的多工器、高频前端电路或者通信装置等，能够在便携电话等通信设备中广泛利用。

附图标记说明：

1、1a多工器；

2天线元件；

3rf信号处理电路；

4基带信号处理电路；

5基板；

11、13、14发送侧滤波器；

12、15接收侧滤波器；

21发送侧开关；

22接收侧开关；

30电感元件；

41功率放大器电路；

42低噪声放大器电路；

50高频前端电路；

51高声速支承基板；

52低声速膜；

53压电膜；

54idt电极；

55保护层；

57压电单晶基板；

60通信装置；

90共同端子；

91、93发送输入端子；

92、94接收输出端子；

101、102、103、104、151、152、153、154串联臂谐振器；

110a、110b、120a、120b电极指；

111a、111b、121a、121b梳齿状电极；

112a、112b、122a、122b汇流条电极；

131反射器；

201、202、251、252、253并联臂谐振器；

203并联臂电路；

203a、203b、203c弹性波谐振器；

541密接层；

542主电极层。