放大器电路的制作方法

本发明涉及一种放大器，尤其是具有增加的环路增益的d类放大器。

背景技术：

d类放大器和相关技术可以在us4041411、us7142050、us8049557、us8736367、wo2013/164229、us2006/008095、us2015/214902和us2016/0352293中看到。

技术实现要素：

在第一方面，本发明涉及一种放大器，包括：

·输入端

·输出端

·初级放大器，其具有初级放大器输入端和初级放大器输出端，该初级放大器被配置为以至少第一和第二操作模式中的一种来操作，诸如放大器操作模式，该初级放大器包括比较器和由比较器控制的开关功率级，以及连接在初级放大器输出端与比较器的输入端和/或到初级放大器的输入端之间的反馈导体或滤波器，

·补偿器，被配置为当初级放大器在第二操作模式下操作时使其操作被禁用，

·至少第一求和节点，其具有从输入端和初级放大器输出端到其的路径，并且存在从其到初级放大器的输入端的第一路径，该第一路径包括补偿器，以及

·至少第二求和节点，其具有从输入端和初级放大器输出端到其的路径，并且存在从其到初级放大器输入端的第二路径，该第二路径包括被配置为至少在初级放大器为以第一操作模式操作时处于活动状态的低通滤波器。

在本上下文中，放大器是被配置为接收信号(诸如音频信号)并且输出对应信号(优选地具有更高信号振幅)的元件。音频放大器常常接收具有低信号强度(电压)的电音频信号并输出具有更高信号强度的对应信号。在这个上下文中，如果两个信号在至少一个频率间隔中具有相同的频率内容，那么它们对应。

注意的是，放大器可以被用于放大除音频信号以外的其它类型的信号。放大器可以被用作电源或控制器馈送，例如线性致动器，以便以受控的方式驱动致动器。在这种情况下，放大器可以接收与期望馈送到致动器的信号对应的较低振幅的信号，其中放大器将输出适于致动器的要求的电流或电压。

在这个上下文中，输入端是电路的一部分，例如，被配置为接收信号。在许多情况下，输入端是导体，诸如电子元件、芯片/asic等的导体。输入端可以包括连接器，如果输入端是到放大器本身的输入端的话(诸如从放大器机壳的外部和/或从前置放大器)。然后，可以将信号源可分离地连接到输入端，以将信号递送到输入端。可替代地，输入端可以是到放大器的一部分中的输入端，在该部分中不期望可分离性，因此输入端可以是永久连接。永久连接可以经由例如另一个元件可以永久连接(诸如通过焊接)到的导体、焊盘等获得，以便将信号递送到输入端。自然，输入端可以是芯片的各部分之间的芯片等的内部部分(诸如导体)。

作为输入端的输出端可以是到放大器周围的输出端，从而该输出端可以包括用于可分离附接到例如负载、电缆等的连接器。可替代地，输出端可以是从放大器的一个部件到另一个部件的输出端。如果不期望此类部件是可分离的，那么输出端可以永久连接到其。在永久连接的情况下，输出端可以是导体、支腿等，其中导体的一端可以是输入端，而另一端是输出端。

初级放大器输出端常常也是放大器本身的输出端，诸如如果输出端共享(一个或多个)相同的导体的话。但是，可以期望在放大器输出端之后在这些输出端之间连接另外的电路(诸如滤波器)或仅仅连接到输出端。通常，将低通滤波器(诸如lc滤波器，常常被称为输出端滤波器)连接到输出端，以去除源于初级放大器的操作的高频噪声，从而不会将这种噪声继续带到连接到输出端的负载上。这个滤波器可以在初级放大器内部提供，并形成初级放大器的输出端。注意的是，输出端可以共享连接器，滤波器的一个端口连接到该连接器。

初级放大器本身就是放大器。因此，它可以像上述放大器一样表现。但是，可以期望或允许初级放大器具有除整体放大器的参数或行为以外的其它参数或行为。例如，即使通常不期望整个放大器是自振荡的，但可以允许初级放大器本身进行自振荡，诸如如果补偿器被配置为控制初级放大器远离振荡或以使这种振荡是期望的方式。

如下面将要描述的，初级放大器优选地是d类放大器。

初级放大器具有初级放大器输入端和初级放大器输出端，其可以作为上述输入端和输出端。注意的是，通常不期望能够将初级放大器与下面提到的路径分离，使得初级放大器输入端/输出端可以由例如pcb上、电路内部、电路之间等的导体等形成。

初级放大器被配置为以至少第一和第二操作模式中的一种操作，其中操作模式可以是其中初级放大器具有特定频率响应、特定增益、特定范围内的开关频率等的模式。第一模式常常是期望的操作模式，其中第二模式是不优选但在初级放大器中可能无法完全避免的模式。典型的第二模式是削波模式，其中初级放大器产生基本上受电源电压限制的输出电压、停止开关或以第一模式范围之外的频率开关。另一个第二放大器模式可以是所谓的“电流削波”，其中保护电路优先于比较器并控制功率状态以限制输出电流。当以第二模式操作时，初级放大器对初级放大器输入信号的变化的响应可以忽略不计。第二模式可以是当初级放大器不在第一模式时。

因此，第一模式可以被表征为如下模式，其中，初级放大器输出信号的响应于初级放大器输入信号的附加小变化的附加变化与初级放大器输出信号对仅包含初级放大器输入信号中的附加变化的信号的响应基本相同。因此，在第一模式下，初级放大器可以向输入信号提供期望的增益。即，当大信号的存在没有实质性地影响初级放大器对附加小信号作出响应的能力时。

第三模式可以是初级放大器保护自己免受潜在破坏性负载条件的影响。例如，可以提供暂时关闭来实现这一点。

第四模式可以是关闭初级放大器。这可以作为加电/断电序列的一部分，或者是用户命令的结果。

在本上下文中，补偿器是这样一种电路，其凭借(一个或多个)求和节点和路径在初级放大器的输入端和输出端之间的反馈回路中连接。补偿器可以是任何阶次的滤波器，其可以以任何期望的方式实现。补偿器的总体功能优选地是将初级放大器的输出更紧密地调节到其期望值。补偿器优选地以使得补偿器在第一频率范围中放大误差信号并且在第二频率范围中补偿器不放大误差信号并且可以甚至衰减它的方式对通过比较从输入端得出的信号与从初级放大器输出端得出的信号进行比较而发现的误差信号。补偿器可以被实施为任何阶次的低通滤波器，或者实施为一个或多个积分器。第一频率范围与期望的操作频带对应。在音频放大器中，这个带宽与例如0hz-40khz、0hz-20khz或20hz-20khz对应。第二频率范围与第一频带之外的频带对应，例如，60khz-1mhz、100khz-700khz，并且在d类放大器的情况下，通常包括开关频率。

当初级放大器以第二操作模式操作时，补偿器被配置为禁用其操作。这个禁用可以以任何期望的方式来实施，并且可以以多种方式使补偿器不操作。在一种情况下，补偿器在被禁用时可以防止沿着第一路径的信号传送，从而有效地防止信号从第一求和节点运输到初级放大器输入端。在这种情况下，第一和第二求和节点可以是不同的求和节点，从而仍然可以通过第二求和节点和第二路径将信号从输入端馈送到初级放大器输入端。下面将进一步描述这种设置的替代方案。

在另一种情况下，可以通过使补偿器“不可见”来获得禁用，诸如通过不为补偿器提供频率滤波能力能，诸如当其在感兴趣的频率间隔(诸如0hz-100khz)上具有预定增益(诸如单位增益)时。然后，禁用的补偿器将允许信号跨其并从第一求和节点到初级放大器输入端运输。在这种情况下，第一和第二求和节点可以是不同的求和节点，或者相同的求和节点，因为信号在所有情况下都可以经由第一路径从输入端运输到初级放大器输入端。

在本上下文中，求和节点是被配置为组合至少两个信号并输出组合的/求和信号的元件。在模拟电子器件中，求和节点可以简单地是分支导体，对于要组合或求和的每个电路或信号，具有一个分支，并且对于输出端，具有一个分支。在其它情况下，求和节点可以包括被配置为具有虚拟短路输入端的运算放大器，以防止求和节点在其输入端之间造成串扰。构建求和节点的另一种方式是构建差分放大器，该差分放大器在其输出端处提供两个输入端信号之间的差异(即，输入信号与另一个输入信号的取反的总和)。差分放大器可以使用例如晶体管或fet来实现，一个信号施加到基极或栅极，而另一个信号施加到发射极或源极。差分放大器也可以使用两个被布置为差分对的晶体管或fet或使用运算放大器来实现。被实现为差分放大器的求和节点可以由于使用有源设备(诸如晶体管、fet和运算放大器)而包括进一步的放大和滤波。

存在从例如输入端到求和节点的路径意味着信号可以从输入端运输到求和节点。在这个运输期间，这个信号可以被更改或不被更改。因此，如果期望，那么该路径可以包括滤波器或其它电路，并且还可以包括求和节点、反馈、放大器等。

第一和第二求和节点可以是单独的求和节点或相同的公共求和节点。因此，这个第一/第二或公共求和节点具有从输入端开始的路径和从初级放大器输出端开始的路径，以及公共的第一/第二路径或到初级放大器输入端的第一和第二路径。如下面所提到的，第一和第二路径可以是不同的路径，相同的、公共的路径，或具有并行部分的路径。

从输入端到初级放大器输入端存在第一和第二路径。第一路径包括补偿器，而第二路径包括低通滤波器。

在这个上下文中，低通滤波器是其频率响应在至少十进位(decade)或至少20db上表现出下降趋势的任何电路。低通传递函数描述在较低频率下具有较低衰减(或较高增益)而在较高频率下具有较高衰减(或较低增益)的电路。

在经由第二求和节点从初级放大器输出端到初级放大器输入端的反馈环路中提供低通滤波器。低通滤波器被配置为至少在初级放大器以第一操作模式操作时可操作或处于活动状态。自然，低通滤波器可以永久处于活动状态，诸如如果仅由分立部件制成或在未被配置为被禁用时。

在这个上下文中，低通滤波器至少在处于活动状态时具有低通滤波器传递函数。如果可以将其禁用，那么低通滤波器在未处于活动状态时会阻塞沿着第二路径的任何信号传送。可替代地，低通滤波器在不活动时可以在所有上述频率间隔上具有预定增益。

一般而言，当初级放大器处于第二操作模式时，也期望总是从输入端接收信号。与从输入端接收到的信号相比，这个信号可以被滤波等。当初级放大器处于第二操作模式时或不处于第一模式时(诸如当初级放大器削波时)也接收这个信号可以有助于使初级放大器回到第一操作模式。

如所描述的，可以以某种方式禁用补偿器和低通滤波器，使得它们阻止沿着第一和第二路径两者的信号传送。在那种情况下，可以提供从输入端到初级放大器输入端的另一条路径。这条路径可以与第一/第二路径之一或两者重叠，诸如为了绕过被阻塞的补偿器/滤波器。

在其它情况下，其中即使在第二/第三/第四操作模式下，滤波器和补偿器中的一个也允许信号从输入端传送到初级放大器输入端，第一/第二路径可以提供从信号输入端到初级放大器输入端的这种优选的永久信号传送。

如上面所提到的，第一和第二求和节点可以被实施为单个公共的求和节点。

而且，或者除此以外，第一和第二路径可以具有彼此公共的部分，并且其它部分是不公共的并行部分。在这个上下文中，路径的并行部分是不包括在另一条路径中的部分。然后，可以在并行部分中提供阻塞电路(诸如被配置为在被禁用时阻塞信号传送的补偿器)，使得当该电路阻塞时可以经由另一个并行部分运输信号。

在一个实施例中，第一路径还包括低通滤波器。因此，在第一和第二路径中都存在低通滤波器。如果第一和第二路径是相同的公共路径，那么这是固有的。另一方面，如果第一与第二路径是不同的路径(诸如如果它们具有并行部分)，那么每个并行部分中都可以存在低通滤波器，或者在第一和第二路径的公共部分中可以存在低通滤波器。

在一个实施例中，补偿器也在第二路径中提供，其中补偿器被配置为在被禁用时具有恒定增益，诸如单位增益。如果第一和第二路径完全相同，那么也可以是这种情况。

如上面所提到的，存在许多可以禁用电路的方式。补偿器可以自行自动禁用，或者可以从另一个电路接收指示补偿器禁用的信号。

在一种情况下，当补偿器或其元件两端的电压或通过补偿器或其元件的电流超过阈值时，补偿器自动禁用。补偿器可以包括由于超出电压/阈值而触发或操作的元件，其中该触发/操作然后禁用补偿器。

在一个实施例中，补偿器包括具有反馈网络的运算放大器。然后，可以通过使反馈网络的至少一部分短路来进行补偿器的禁用。这种短路可以是网络的电容器的短路。当在放大器的输出端和输入端之间提供电容器时，其短路可以为网络提供频率独立的行为-向补偿器强加频率独立的行为或者至少降低在低频下补偿器的增益和相移。

可以以多种方式获得这种短路。在一种情况下，网络包括一个二极管或两个反并联二极管，当(一个或多个)二极管上的电压超过(一个或多个)二极管的前向电压时，二极管自动变得导通-从而使与其并联连接的部件短路。这个电压可以得自初级放大器，因此，如果初级放大器削波并输出过大的电压或与预期电压有太大偏差，那么补偿器将自动禁用。

在其它情况下，检测电路可以确定初级放大器已离开第一放大器操作模式或处于第二、第三或第四放大器操作模式，然后将预定信号发送到补偿器，补偿器被配置为对此作出反应以便禁用。这个信号可以例如切断到补偿器的有源电路的电力、从补偿器的有源电路中移除偏置电流，或者使补偿器的有源电路的部分短路或断开。可替代地，补偿器的反馈网络的至少一部分的短路可以使用开关(例如，作为开关操作并由来自所述检测电路的信号控制的晶体管或fet)来实现。可替代地，这种开关可以与补偿器的输入端串联插入，并且被配置为正常接通(即，闭合)，但是当检测电路已经确定初级放大器处于第二操作模式时关断。

注意的是，如果在初级放大器处于第二操作模式时期望低通滤波器不活动或被禁用，那么在这方面可以使用相同类型的禁用。

初级放大器包括比较器和由比较器控制的开关功率级。常常在开关功率级和初级放大器输出端之间提供输出端滤波器。通常，初级放大器输入端连接到比较器的输入端或由其构成。d类放大器可以是自振荡的，或者具有强加到其上的振荡频率。一般而言，d类初级放大器具有空闲开关频率。可以通过移除所有输入信号并测量在功率级上发现的开/关周期的平均周期来确定空闲开关频率。

在这个上下文中，输出端滤波器常常是被配置为移除或基本上抑制开关频率的低通滤波器。

通常，空闲开关频率在200khz至2mhz的范围内。

在d类情况下，低通滤波器优选地适于开关频率以相对于较低频率衰减这个开关频率。在一个实施例中，低通滤波器在空闲开关频率下具有第一增益，并且在一半的空闲开关频率下具有第二增益，其中第二增益是第一增益的至少1.5倍。优选地，第二增益是第一增益的至少2倍，或者甚至是第一增益的至少3、4、5、6、7、8、9、10或更多倍。

初级放大器包括连接在初级放大器输出端与比较器的输入端和/或初级放大器的输入端之间的反馈导体或电路，诸如反馈是或包括高通滤波器。

在这个上下文中，高通滤波器是其增益在至少期望的频率间隔上表现出上升趋势的滤波器。在本上下文中，相关的频率间隔在空闲开关频率的四分之一到一半之间，其中增益在较高的频率下较高(较低的衰减)，而在较低的频率下较低(较高的衰减)。

如果初级放大器是自激振荡d类放大器，那么通过第一反馈滤波器的这个“内部”反馈环路可以首先负责设置空闲开关频率并确定比较器的统计(线性化)增益。其次，它负责使频率响应或初级放大器基本上与负载阻抗无关。如果没有第一反馈滤波器，那么加载的输出端滤波器将确定初级放大器的频率响应。在第一反馈滤波器就位的情况下，初级放大器的频率响应变得与第一反馈滤波器的增益基本上成反比。因此，第一反馈滤波器的第三功能是对初级放大器的频率响应进行编程。如果初级放大器是带有固定振荡器的d类放大器，那么第一反馈滤波器不再设置开关频率和统计增益，而保留其它两个功能。如果初级放大器是线性放大器，那么取决于用作初级放大器的电路是否已经具有频率响应，与第一反馈滤波器对应的电路元件可以存在或不存在，这使得应用本发明的教导是有用的。如果不是这样，那么必须在线性放大器周围的反馈环路中使用第一反馈滤波器，以获得期望的频率响应。

这个反馈滤波器可以具有任何阶次。在老式的d类放大器中，这个滤波器是一阶滤波器，但改用更高阶滤波器可以是有利的。这具有增加初级放大器的闭环增益的效果，从而增加可用于通过第一求和节点闭合的环路的环路增益。

在一个实施例中，放大器还包括从补偿器的输出端到输入端的第三路径。这条路径与来自放大器输入端的路径一起允许补偿器基于误差信号生成到初级放大器的附加输入信号，其中该误差信号得自通过从输出端和输入端到补偿器的输入端的路径所供应的信号。通过对误差信号进行滤波和放大，补偿器将至少在期望的频带内产生抵消由初级放大器生成的失真的信号。

在实施例中，初级放大器被配置为基本上充当积分器。如果初级放大器是d类放大器，那么可以通过将第一反馈滤波器配置为高通滤波器来完成。在标题为“anamplifierwithacompensatorwithanetworkofatleastthirdorder”和“anamplifierwithanatleastsecondorderfilterinthecontrolloop”的申请人的共同未决申请中，可以找到多个附加的技术和解决方案，这两个申请在同一日期提交并通过引入整体并入本文。

附图说明

在下文中，参考附图图示了本发明的优选实施例，其中：

图1图示了根据本发明的d类功率放大器的第一实施例。

图2图示了根据本发明的d类功率放大器的第二实施例。

图3图示了根据本发明的d类功率放大器的第三实施例。

图4图示了根据本发明的d类功率放大器的第四实施例。

图5图示了求和节点1、第三反馈滤波器12和第一前向滤波器2的电路实施方式，其中前向滤波器2是一阶低通滤波器。

图6图示了求和节点1、第三反馈滤波器12和第一前向滤波器2的电路实施方式，其中前向滤波器2是积分器。

图7图示了求和节点1、第三反馈滤波器12和第一前向滤波器2的电路实施方式，其中前向滤波器2是二阶低通滤波器。

图8图示了求和节点4、前向滤波器3、第二反馈滤波器11和补偿器5的电路实施方式，其中补偿器5是运算放大器，其电容器用作与二极管网络52并联的补偿网络51，其中二极管网络52连接在输出端和反向输入端之间，从而使得补偿器5成为饱和积分器，并且其中前向滤波器3是电阻器并且第二反馈滤波器11是高通滤波器。

图9图示了也可以用作补偿网络51的另一个网络，从而使得补偿器成为具有两个dc极和一个实数零的函数。

图10图示了也可以用作补偿网络51的另一个网络，从而使得补偿器成为具有一个实数零和两个复数极的函数，复数极的仅量值可以自由选择。

图11图示了也可以用作补偿网络51的另一个网络，从而使得补偿器成为具有一个实数零和两个可以自由选择的复数极的函数。

图12图示了也可以用作补偿网络51的另一个网络，从而使得补偿器成为具有两个实数零和一个dc极以及两个复数极的函数，复数极的仅量值可以自由选择。

图13图示了也可以用作补偿网络51的另一个网络，从而使得补偿器成为具有两个实数零和一个dc极以及两个可以自由选择的复数极的函数。

图14图示了也可以用作补偿网络51的另一个网络，从而使得补偿器成为具有三个实数零和两对复数极的函数，复数极的仅量值可以自由选择。

图15图示了由如图8的电路获得的增益的典型曲线，其使用图8(虚线，黑色)、图9(虚点线，灰色)、图10(点线，灰色)、图11(实线，灰色)、图12(点线，黑色)和图13(实线，黑色)的补偿网络51。

图16图示了可以用作反馈网络52以实现补偿器的饱和的另一个网络。

图17图示了补偿器5的电路实施方式，其中通过使运算放大器夹在其供电轨上来隐式地施加饱和。

图18图示了在图2的实施例中使用的补偿器5a的电路实施方式，其中未提供饱和的装置，而是将场效应晶体管跨接在补偿网络51两端，以便使补偿器复位。

图19图示了在图2的实施例中使用的补偿器5a的电路实施方式，其中开关与积分器串联放置，以保持积分但不使积分器复位。

图20图示了在图2的实施例中使用的补偿器5a的全差分电路实施方式，该补偿器具有三个极(其中两个是谐振对)和两个零，其使用三个运算放大器来执行，并且跨每个电容器都具有复位开关。

图21图示了前向滤波器3和第二反馈滤波器11的电路实施方式，其中前向滤波器3是一阶低通滤波器。

图22图示了求和节点6和7以及第一反馈滤波器10的电路实施方式，其中第一反馈滤波器10是高通滤波器。

图23图示了求和节点6和7以及第一反馈滤波器10的电路实施方式，其中第一反馈滤波器10是高架滤波器。

图24图示了被配置为电压跟随器的线性放大器的简化电路，指示了可以在哪里替代补偿网络51的改进版本。

图25图示了根据本发明的次级放大器101、前向滤波器2、第三反馈滤波器12、电缆和负载的组件，其中到第三反馈滤波器12的输入信号在负载附接到的电缆的端部处连接。

图26图示了根据本发明的被配置为积分放大器的次级放大器101、差分放大器13、负载和电流传感器14的组件，其中积分放大器被配置为响应于电流传感器的输入信号与输出信号之间的差异。

图27图示了具有标记的近似等效功能的现有技术放大器，即，作为第一反馈滤波器10的一阶高通滤波器和作为第一前向滤波器2的一阶低通滤波器。

图28图示了根据本发明的放大器，示出了在一阶反馈滤波器中使用二阶或更高阶的高通滤波器。

具体实施方式

在图1中，示出了放大器100，其具有输入端20、输出端21、增益级(方框8和9)、四个求和节点1、4、6、7、第一反馈滤波器10、第二反馈滤波器11、第三反馈滤波器12、第一前向滤波器2、第二前向滤波器3和补偿器5。

初级放大器被指示为方框102，并且次级放大器被指示为方框101。

在输入端20和到初级放大器101的输入端之间定义前向路径，并且示出了全部在输出端21和求和节点之间的多条反馈路径。

在输出端21和求和节点7之间定义内部反馈路径，并且从输出端21、通过滤波器10、求和节点7、放大器增益级8和滤波器9定义内部反馈回路。

通过输入端20，音频信号被馈入求和节点1。输出端21通过反馈滤波器12连接到求和节点1。在优选实施例中，反馈滤波器12是如图5中所示的电阻器，但是它也可以包含滤波器，以允许进一步成形放大器100的频率响应。求和节点1的输出被馈入前向滤波器2。在优选实施例中，前向滤波器2是如图5中所示的一阶低通滤波器，其拐角频率(cornerfrequency)在音频频带之上。前向滤波器2的输出端通过前向滤波器3连接到求和节点6和求和节点4。求和节点4还通过反馈滤波器11接收输出端21的信号。求和节点4馈送补偿器5。补偿器5馈送求和节点6。补偿器被布置为使得当放大器削波时它被禁用。前向路径具有并行部分，其中一部分包括滤波器3、求和节点4和滤波器5，而另一个部分是从滤波器3的输入端到求和节点6的直接连接。

定义了一条从输出端21通过滤波器11到求和节点4的反馈路径。这条反馈路径形成还包括补偿器5、求和节点6和初级放大器102的反馈回路的一部分。因此，反馈回路包括由滤波器11和补偿器5形成的控制电路。

在这个实施例中，补偿器包括运算放大器50，其是补偿器增益级，电容性补偿网络51连接在运算放大器的输出端和反相输入端之间。这在图8中示出。当设计在运算放大器周围采用反馈网络的滤波器电路时，通常的做法是在地和运算放大器的非反相输入端之间提供这些反馈网络的副本，以便获得具有差分输入的电路。除其它优点外，这尤其允许自由选择反相或非反相操作。但是，为清楚起见，在附图中未示出这种复制的反馈网络，并且隐含了恢复正确极性所必需的任何反相。

这种最简单的电容性反馈网络只是一个电容器，如图8中所示。所得电路是积分器，即，其增益与频率成反比的电路。这也被称为一阶滤波器或单极滤波器，“极”是增益无限大的(实数或复数)频率，而“阶”是极的数量。在简单的积分器中，极处于(或实际上非常接近)0hz。ifb与vcomp之比与补偿器增益成反比，期望该补偿器增益在期望的操作频率范围内为高。为了本公开的目的，电容性网络被理解为生成反馈电流ifb的电路，该反馈电流ifb相对于运算放大器输出电压vcomp的量值至少在放大器的操作带宽和一半的开关频率之间的范围内随频率而增加。作为示例，ifb与vcomp之间的比率可以在20khz和200khz之间增加十倍。作为另一个示例，ifb与vout之间的比率可以在80khz和800khz之间增加十倍。而且，在所描述的放大器操作范围内，ifb/vcomp比率低，以确保高补偿器增益。

在图9中，图示了二阶响应。作为获得的响应类型的示例，在图15的曲线图的灰色虚点线中示出。在低频下，增益与频率的平方成反比，如通过向下的斜率(40db/decade)证明的。在高频下，响应过渡到一阶(20db/decade)斜率。补偿器非常期望这种行为。滤波器被设计为使得过渡到一阶斜率发生在回路增益变为1的点之前，因此将相移减小到足够低的值，以允许稳定的操作。同时，与简单的一阶电路相比，低频下的更快斜率允许低频下更高的回路增益。图10和图11中的精炼用于将增益最高处的频率移动到更高的频率，但以dc处的回路增益为代价(图15中的点线灰色和实心灰色)。

低频回路增益可以进一步增加(即，增加阶次)，而无需使用附加的放大级。迄今为止，如图20中所示，每阶仅使用一个放大级来实现阶次为3或更高的补偿器。

在图8中，运算放大器50的反相输入端子作为虚拟短路来操作，并且补偿网络51是用作差分器的电容器，其输出电流ifb是vcomp的导数。否则，vcomp是电流ifb的积分。图9的网络充当与一阶高通滤波器级联的差分器。可以通过添加附加的高通部分来扩展这个网络。再增加一个高通部分产生类似于图15中黑色虚点线所示的响应。桥接三个电容器中的两个的电阻器(如图12中所示)将再次使两个极的频率向上移动，如图15中的黑色点线所示。图13示出了一种增加两个极的q的方法，该方法不要求如在图11的两个极的情况下产生相同效果所需的三分量并联t网络。最后，图14示出可以通过级联更多的高通部分(可选地利用并联网络以使极的频率向上移动)将该方法扩展到任意数量的极。

这种见解不仅适用于d类放大器的控制电路。图24示出了标准运算放大器的基本电路(实际的运算放大器可以使用双极晶体管、j-fet、mosfet或类似设备，或混合，并且可以包含附加的偏置、共源共栅或保护电路)。补偿网络51，这里是电容器，处于“补偿电容器”的位置。在此，这种网络也提高了音频保真度。

在本发明的一个实施例中，要注意的是，在初级放大器102的情况下，第一反馈滤波器10实现与在补偿器5的上下文中由补偿网络51实现的功能相似的功能。即，补偿器的增益与补偿网络51的增益大致成反比。如果补偿网络51是电容器，那么补偿器5将表现得像积分器。如果补偿网络51是如图9以及后面直到图14中所示的高阶差分网络，那么补偿器将像高阶积分器那样起作用。同样，初级放大器102的增益与反馈滤波器10的增益大致成反比。因此，用更高阶的差分网络代替第一反馈滤波器10中的电容器将增加初级放大器102的增益。通过为第二反馈滤波器11中的已知的单个电容器提供类似的网络，再次获得信号抵消。

图27图示了一种已知的简单电路，其性能在许多音频应用中都是可以接受的。就本描述中命名的元件而言，它可以被分解为前向滤波器2、第一反馈网络10、增益级8和输出端滤波器9，其中求和节点1和7被实现为电路结。通过用更高阶的差分网络代替电容器来修改第一反馈滤波器10以廉价的方式改善了这种电路中的回路增益。

在优选实施例中，第二反馈网络52被连接以提供饱和，即，防止电容性反馈网络51两端的电压变得大于预设限制。这个第二反馈网络可以像图8中所示的一对反并联二极管一样简单，或者可以是更复杂的电路，诸如来自图16的电路。在又一个实施例中，简单地通过选择的电源电压为运算放大器50供电，以使得运算放大器50的输出vcomp刚好在正常工作范围之外自然地饱和(图17)。

可以通过实验来核实是否一起采用了信号抵消和饱和功能，以便补偿器被布置为在初级放大器削波时禁用其操作。首先，以足够的振幅将音频信号施加到输入端20，以造成初级放大器102的严重削波。作为输入信号，使用在20hz和20khz之间连续扫描的正弦波。记录输出信号21的峰-峰值vclip。在这个测试期间，应当观察到补偿器50的饱和(观察1)。接下来，降低音频信号的电平，直到输出信号21的峰-峰值为vclip的70％为止。现在，不应当观察到补偿器50的饱和(观察2)。接下来，第一反馈滤波器10的增益至少在dc到20khz的范围内改变10％。即使初级放大器102距离削波很远，也应当再次观察到补偿器50的饱和(观察3)。如果观察1、2和3均为真，那么补偿器被布置为在初级放大器削波时禁用其操作。

用于确定是否一起采用信号消除和饱和以使补偿器被布置为在初级放大器削波时禁用其操作的替代过程是，当第一反馈滤波器10的增益改变时，寻找失真性能的急剧变化。首先，通过将正弦音频信号施加到输入端20并调整电平直到总谐波失真测量为10％，确定放大器的削波电平。然后，将信号电平降低40％并测量失真。接下来，将第一反馈滤波器的增益改变10％，并再次测量失真。如果第二失真度至少是第一失真度的两倍，那么补偿器被布置为在初级放大器削波时禁用其操作。该测试可以在1khz和6khz下进行。

在第二个实施例中(图2)，添加了检测初级放大器的削波的电路。存在许多检测削波的方式。一种方法是利用窗口比较器监视求和节点7的输出。在正常操作期间，求和节点7的输出将保持在某些限制内，因为它需要过零才能使输出级改变状态。当初级放大器削波时，求和节点7的输出将增长得更大。这允许容易地区分正常操作或削波。另一种方法是对比较器输出进行计时。如果它停留在高或低电平的时间超过预定最大值，那么认为初级放大器在削波。另外的方法涉及将输入或输出信号与预设限制进行比较，超过该限制时，初级放大器被认为在削波。

然后，削波检测器的输出被用于控制使电容性反馈网络51短路(即，复位)的开关53(在图18中示出)。可以使用场效应晶体管来实现此类开关。在图18中示出了使用单个电容器作为反馈网络和使用场效应晶体管充当复位开关的变体。

可替代地，开关可以被布置为禁用进一步的积分。图19示出了补偿器的实施方式，其中，当检测到初级放大器的削波时，开关被布置为断开补偿器的输入端，并且当初级放大器返回正常操作时，重新连接补偿器的输入端。

补偿器无需使用一个运算放大器来构造，也不需要仅具有一个反馈网络。例如，可以使用差分反馈网络、差分运算放大器或多个运算放大器来制作功能上等效的电路。在图20中示出了三阶补偿器的实施方式，该补偿器使用三个差分运算放大器和场效应晶体管来构造，以复位各个积分级。显然，装置实施方式被示出为立即指示多个变体，并且可以找到许多有用的组合。

求和节点6的输出馈送初级放大器102。这个放大器可以是a、ab、b或d类放大器。在它是d类放大器的情况下，它可以是自振荡或振荡器驱动的。自振荡实施方式可以包括d类增益级8、输出端滤波器9和反馈滤波器10。增益级8包括由比较器(或过零检测器)控制的开关功率级。增益级8将取决于施加到比较器的输入信号的符号将其输出端连接到或者正电源轨或者负电源轨。通过以这种方式构造，初级放大器102作为自振荡放大器操作。如果将诸如三角波之类的周期性参考信号连接到增益级8的非反相端子，那么放大器将不再自振荡。代替地，其操作频率和增益将由参考波形的频率、形状和振幅确定。在现有技术的放大器中，反馈滤波器10被设计为使得初级放大器102的频率响应足够平坦以用于音频。在本发明中，这不是必须的，反馈滤波器10在dc处的增益可以忽略不计。在优选实施例中，反馈滤波器10仅由串联的电阻器和电容器组成(图22)。因此，初级放大器102的频率响应近似为具有大dc增益和低拐角频率的低通滤波器。在其大部分可用带宽上，它都有20db/decade的向下斜率。出于实际目的，初级放大器102的行为类似于积分器。

在优选实施例中，前向滤波器3具有恒定增益(例如是电阻器)，而反馈滤波器11是具有并联的电阻器的反馈滤波器10的精确副本(考虑到初级放大器的dc增益不是无限的事实)，从而改善信号抵消。这表明具有用于反馈滤波器10和11的分离的电路是有利的。这种布置在图1中示出。次级放大器101的频率响应与单独初级放大器102的频率响应紧密匹配。将前向滤波器3和反馈滤波器11一起数值优化以在饱和的补偿器5的输出端处获得对音频输入端信号的进一步改善的抵消会是有利的。图21示出了其中前向滤波器3是一阶低通滤波器的示例。

优选地，获得近似于二阶或更高阶低通滤波器的闭环频率响应，并且可能获得贝塞尔(bessel)、巴特沃思(butterworth)或切比雪夫(chebyshev)响应或之间的任何值。构造具有谐振拐角(q因子超过0.5)的二阶低通滤波器的方式是将两个一阶低通滤波器放置在公共反馈回路内。为了从放大器100获得二阶低通频率响应，次级放大器101和前向滤波器2用作这种低通滤波器的组成部分。反馈回路通过反馈滤波器12和求和节点1闭合。在优选实施例中，次级放大器101具有大dc增益但是非常低的拐角频率。图22示出了将影响这种响应的第一反馈滤波器10的实施方式。一般而言，为了获得次级放大器101的这种特性，第一反馈滤波器10应当被配置为在dc处具有非常低的增益，而在高频下(例如，开关频率200khz、100khz)具有高增益。如果第一反馈滤波器10在dc处具有非零增益，那么其增益增加到比其dc增益高3db的频率应当低(例如，低于20khz，例如低于2khz)。如果第一反馈滤波器10是一阶高通滤波器，那么如果将前向滤波器2配置为一阶低通滤波器，则可以通过将次级放大器101封闭在具有前向滤波器2的反馈回路中来获得放大器100的近似二阶频率响应。图5示出了这种前向滤波器2的实施方式。通过改变前向滤波器2的增益和拐角频率，可以获得放大器100的频率响应的任何期望的拐角频率和q因子。

对于本领域技术人员将清楚的是，对于放大器100，相同的频率响应可用于反馈滤波器10和前向滤波器2的不同选择。例如，图23示出了反馈滤波器10的实施方式，其允许次级放大器具有低的dc增益但是相反地具有高的拐角频率。随之，将前向滤波器2配置为积分器允许自由地选择放大器100的频率响应的q因子。将前向滤波器2配置为积分器的实施方式在图17中示出。本发明的目的是，附加的信号处理(在此是前向滤波器2)不遭受积分缠绕。虽然将前向滤波器2配置为积分器更符合常规放大器设计策略，但只要削波持续存在，初级放大器的削波就将造成前向滤波器2的输出保持增长，从而造成积分缠绕。因此，优选地将前向滤波器2配置为低通滤波器，并将初级放大器配置为具有高dc增益和低拐角频率(例如，低于20khz，例如1khz)。

期望附加的信号处理在放大器输入端和比较器之间提供低通滤波。由于前向滤波器2是低通滤波器或积分器，因此可以获得这一点。

可以通过增加前向滤波器2的阶次来获得更高阶的低通行为。例如，可以执行此操作，如图7中所示。这进一步改善了到达比较器的输入信号中的高频分量的衰减。

优选地，放大器更适合于远程感测。如图1至图4中所示，第三反馈滤波器12的输入端独立于第二反馈滤波器11和第一反馈滤波器10的输入端而连接到负载。这允许第三反馈滤波器12的输入端连接在连接放大器和扬声器负载的电缆的远端处，而反馈滤波器11和10可以连接在近端处。这种布置在图25中示出。这是可能的，因为前向滤波器2是低通滤波器或积分器，从而使其对电缆远端处可以存在或缺少的高频分量不敏感。而且，前向滤波器2并不依靠信号抵消来防止积分器缠绕，因此，由电缆的电阻引入的增益误差就无关紧要。相反，在远端处连接第二反馈滤波器11将导致补偿器的输出信号变得非常大。

通过观察图25的远程感测反馈布置，显然，如果次级放大器101被配置为充当积分器，那么其实际上作为功率运算放大器操作。在一个实施例中，次级放大器101被配置为积分器，因此它可以在要求使用功率运算放大器的许多应用中使用。图28示出了与电流传感器结合用作功率运算放大器的次级放大器101的布置，以充当受控的电流源。电流传感器可以是电阻器、电流感测变压器或霍尔传感器。其输出通常是与负载电流成比例的电压。从输入信号中减去这个电压，并将其施加到初级放大器102的输入端。相减可以使用简单的固定增益差放大器来完成，但是也可以提供附加的滤波。

在图3中示出了替代实施例。它是通过简单的框图操纵而从图1获得的。滤波器3'现在结合了滤波器2和3的传递功能，而滤波器2'与滤波器2完全相同但是现在仅插入求和节点1和6之间的并行连接中。这清楚地说明，有可能偏离图1的确切结构而不会以任何方式改变电路的操作。通过允许对h4的两个版本(以前是滤波器2)进行单独的调整，从而进一步改善信号抵消的准确性，这种方法可以是有利的。

图4示出了一种实施方式，其中求和节点1与它的输入端和反馈滤波器12一起被复制，该反馈滤波器现在以12a和12b出现两次。在此，也有望在改善信号抵消以及允许2'和3'中使用的放大级的不同选择方面有潜在好处。

对于本领域技术人员而言显而易见的是，功能块的这种重新布置可以产生另外的实施例，这些实施例仍然不脱离本发明的教导。当第一路径包括至少在初级放大器削波时被禁用的补偿器时，可以提供第二路径，该第二路径不包括该补偿器，但是包括至少一阶低通滤波器。

由此可见，不包括补偿器的路径可以通过以下步骤来表征：1)禁用初级放大器，2)禁用补偿器，3)对输入端20施加正弦激励，以及4)测量在初级放大器102的输入端处找到的信号电平。首先以两倍于放大器100的拐角频率的第一频率进行这个测量，以产生第一信号电平，并以四倍于第一频率的第二频率重复这个测量，以产生第二信号电平。如果第二电平小于第一电平的三分之一，那么第二路径的行为至少类似于一阶低通滤波器。

为此目的隔离初级放大器的输入端可能是不切实际的，因为求和节点常常被实现为电路结。在那种情况下，可以应用使放大器正常操作的替代测试方法。由于将一阶滤波器用作前向滤波器2将导致放大器100作为二阶低通滤波器操作，因此可以直接测试这个特性。为此，将正弦激励连接到输入端20，并在输出端21处测量电平。再次以两个频率进行这个测试。首先，以两倍于放大器100的拐角频率的第一频率，产生第一信号电平，其次，以两倍于第一频率的第二频率，产生第二信号电平。如果第二电平小于第一电平的三分之一，那么第二路径的行为至少类似于一阶低通滤波器。