振荡器的制作方法

本发明涉及集成电路设计，特别涉及一种振荡器。

背景技术：

常见的rc振荡器电路如图1所示，采用了电流舵结构，半周期由单边电流对电容充放电产生延迟，由于rs锁存器的输出q和qb是反相信号，可以确保左右两路的开关(pm3,pm4,nm1,nm2)不发生同时关断的情况而导致电荷注入等开关电容的非理想效应使得r控制电压vcr或s控制电压vcs的电压发生跳变。由于采用了带逻辑门控制的rs触发器，使得对两路充放电的时间基本相同，从而保证输出信号的占空比。延迟主要由电流对电容充放电产生，故其振荡频率与电流和电容的有直接关系而与电源电压vdd关系不大。由于半导体器件本身的v-i特性对温度敏感，所以振荡器频率受温度影响较大，常见的rc振荡器电路的振荡频率精度主要受限于cmos器件的温度漂移。

常见的rcosc(rc振荡器)电路虽然基本做到了与电源无关，但频率精度仍然受到其它外部因素的影响，如温度和工艺等。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是提供一种振荡器，振荡频率精度高。

为解决上述技术问题，本发明提供的振荡器，其包括rc振荡器10及带隙基准源30；

所述带隙基准源30为所述rc振荡器10提供基准电流iref；

所述带隙基准源30输出基准电流的温度系数可调。

较佳的，rc振荡器10、带隙基准源30在同一衬底上。

较佳的，所述带隙基准源30输出基准电流的温度系数与rc振荡器10输出振荡频率的温度系数相反。

较佳的，所述rc振荡器10、带隙基准源30均为采用cmos工艺制造的半导体器件。

较佳的，所述带隙基准源30包括运算放大器opamp、第一pmos管m1、第二pmos管m2、第三pmos管m3、第一pnp三极管q1、第二pnp三极管q2、第一电阻r1、第二电阻r2及第三电阻r3；

第一电阻r1、第二电阻r2的阻值可调；

运算放大器opamp的输出接第一pmos管m1、第二pmos管m2及第三pmos管m3的栅极；

第一pmos管m1、第二pmos管m2及第三pmos管m3的源端同接工作电压vdd；

第一pmos管m1漏端、第一pnp三极管q1发射极同接所述运算放大器opamp的正输入端；

第一电阻r1接在所述运算放大器opamp的正输入端同地之间；

第二pmos管m2漏端接所述运算放大器opamp的负输入端；

第三电阻r3接在所述运算放大器opamp的负输入端同第二pnp三极管q2发射极之间；

第二电阻r2接在所述运算放大器opamp的负输入端同地之间；

第一pnp三极管q1的基极、集电极，以及第二pnp三极管q2的基极、集电极均接地；

第三pmos管m3的漏端输出基准电流iref。

较佳的，第一电阻r1包括n个电阻及n-1个开关，n为大于等于2的整数，n个电阻串联在第一pnp三极管q1发射极同地之间，相邻两个电阻的串联点同地之间接有一个开关；

第二电阻r2包括m个电阻及m-1个开关，m为大于等于2的整数，m个电阻串联在第一pnp三极管q1发射极同地之间，相邻两个电阻的串联点同地之间接有一个开关。

较佳的，的温度系数与rc振荡器10输出振荡频率的温度系数相反，vbe为运算放大器opamp的正输入端对地电压，δvbe为第三电阻r3两端电压，r1为第一电阻阻值，r3为第三电阻阻值。

较佳的，所述振荡器还包括低压差线性稳压器20；

所述低压差线性稳压器20为所述rc振荡器10及带隙基准源30提供工作电压源。

较佳的，所述带隙基准源30还为所述低压差线性稳压器20提供基准电流iref及基准电压vref。

较佳的，所述振荡器还包括数字频率比较器40；

所述数字频率比较器40的第一输入端接参考时钟，第二输入端接rc振荡器10的振荡输出,第一输出端输出八位校准码到所述rc振荡器10的电流微调模块，第二输出端为指示信号输出端；

所述数字频率比较器40在自校准模式时，以参考时钟的10个周期为基准开始对rc振荡器10的振荡输出进行计数，在参考时钟的10个周期内，如果所述rc振荡器的振荡输出计数大于160拍，则使用二叉树算法下调八位校准码,如果所述rc振荡器10的振荡输出计数小于160拍，则上调八位校准码，直至所述rc振荡器10的振荡输出计数等于160拍时,输出指示信号；

所述数字频率比较器40，当其第二输出端输出指示信号时，其第一输出端输出八位校准码到所述rc振荡器10的电流微调模块；

所述rc振荡器的电流微调模块根据所述八位校准码调整rc振荡器的振荡输出。

较佳的，所述数字频率比较器40还设置有使能信号输入端；

当使能信号输入端接入的使能信号出现上升沿或下降沿时，数字频率比较器40进入或退出自校准模式。

本发明的振荡器，选择rc振荡器10作为频率产生的模块，rc振荡器10的振荡频率本身对电源依赖较小，可以得到一个本身频率较为准确的时钟源；在rc振荡器10基础上增加一个带温度补偿功能带隙基准源30，由温度系数可调的带隙基准源30产生基准电流iref对rc振荡器10的振荡频率固有温度系数进行温度系数补偿，降低温度对振荡器的影响，使得振荡器的输出频率尽量不随温度变化，提高了振荡器振荡频率精度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面对本发明所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是常见的rc振荡器电路电路图；

图2是本发明的振荡器一实施例电路结构框图；

图3是本发明的振荡器一实施例的带隙基准源电路图；

图4是本发明的振荡器一实施例的全温/全电压频率测试曲线。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

如图2所示，振荡器包括rc振荡器10、带隙基准源30；

所述带隙基准源30为所述rc振荡器10提供基准电流iref；

所述带隙基准源30的输出的基准电流的温度系数可调。

较佳的，所述带隙基准源30输出的基准电流的温度系数与rc振荡器10的输出的振荡频率的温度系数相反。

较佳的，所述rc振荡器10、带隙基准源30均为采用cmos工艺制造的半导体器件。

较佳的，rc振荡器10、带隙基准源30在同一衬底上。

实施例一的振荡器，选择rc振荡器10作为频率产生的模块，rc振荡器10的振荡频率本身对电源依赖较小，可以得到一个本身频率较为准确的时钟源；在rc振荡器10基础上增加一个带温度补偿功能带隙基准源30，由温度系数可调的带隙基准源30产生基准电流iref对rc振荡器10的振荡频率固有温度系数进行温度系数补偿，降低温度对振荡器的影响，使得振荡器的输出频率尽量不随温度变化，提高了振荡器振荡频率精度。

实施例二

基于实施例一的振荡器，如图3所示，所述带隙基准源30包括一运算放大器opamp、第一pmos管m1、第二pmos管m2、第三pmos管m3、第一pnp三极管q1、第二pnp三极管q2、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3；

第一电阻r1、第二电阻r2的阻值可调；

运算放大器opamp的输出接第一pmos管m1、第二pmos管m2及第三pmos管m3的栅极；

第一pmos管m1、第二pmos管m2及第三pmos管m3的源端同接工作电压vdd；

第一pmos管m1漏端、第一pnp三极管q1发射极同接所述运算放大器opamp的正输入端；

第一电阻r1接在所述运算放大器opamp的正输入端同地之间；

第二pmos管m2漏端接所述运算放大器opamp的负输入端；

第三电阻r3接在所述运算放大器opamp的负输入端同第二pnp三极管q2发射极之间；

第二电阻r2接在所述运算放大器opamp的负输入端同地之间；

第一pnp三极管q1的基极、集电极，以及第二pnp三极管q2的基极、集电极均接地；

第三pmos管m3的漏端输出基准电流iref。

较佳的，第一电阻r1如图3所示，包括n个电阻及n-1个开关，n为大于等于2的整数，n个电阻串联在第一pnp三极管q1发射极同地之间，相邻两个电阻的串联点同地之间接有一个开关。

第二电阻r2如图3所示，包括m个电阻及n-1个开关，m为大于等于2的整数，m个电阻串联在第一pnp三极管q1发射极同地之间，相邻两个电阻的串联点同地之间接有一个开关。

较佳的，的温度系数与rc振荡器10的振荡频率的温度系数相反，vbe为运算放大器opamp的正输入端对地电压，δvbe为第三电阻r3两端电压，r1为第一电阻阻值，r3为第三电阻阻值。

实施例二的振荡器，通过改变第一电阻r1、第二电阻r2的电阻比例，使正温度系数(ptat)电流和与其互补的温度系数(ctat)电流之和与rc振荡器10的振荡频率的温度系数相反，使带隙基准源30带带温度补偿功能，进行温度系数补偿，从而降低温度对振荡器的影响，使得振荡器的输出频率尽量不随温度变化，提高振荡器振荡频率精度。

实施例三

基于实施例一，所述振荡器还包括低压差线性稳压器20；

所述低压差线性稳压器20为所述rc振荡器10、带隙基准源30提供工作电压源。

较佳的，所述带隙基准源30还为所述低压差线性稳压器20提供基准电流iref及基准电压vref。

低压差线性稳压器(ldo)是一种微功耗的低压差线性稳压器，它通常具有极低的自有噪声和较高的电源抑制比psrr(powersupplyrejectionratio)。低压差线性稳压器是新一代的集成电路稳压器，它与三端稳压器最大的不同点在于，低压差线性稳压器是一个自耗很低的微型片上系统(soc)。它可用于电流主通道控制，芯片上集成了具有极低线上导通电阻的mosfet，肖特基二极管、取样电阻和分压电阻等硬件电路，并具有过流保护、过温保护、精密基准源、差分放大器、延迟器等功能。

实施例三的振荡器，采用低压差线性稳压器20给rc振荡器10提供稳定的电压源，减小电源噪声对其振荡频率的影响。

实施例四

基于实施例一，所述振荡器还包括数字频率比较器40；

所述数字频率比较器40的第一输入端接参考时钟clkref，第二输入端接rc振荡器10的振荡输出clkout,第一输出端输出八位校准码trim[7:0]到所述rc振荡器10的电流微调模块，第二输出端为指示信号trimdone输出端；

所述数字频率比较器40在自校准模式时，以参考时钟clkref的10个周期为基准开始对rc振荡器10的振荡输出clkout进行计数，在参考时钟clkref的10个周期内，如果所述rc振荡器10的振荡输出clkout计数大于160拍，则使用二叉树算法下调八位校准码trim[7:0],如果所述rc振荡器10的振荡输出clkout计数小于160拍，则上调八位校准码trim[7:0]，直至所述rc振荡器10的振荡输出clkout计数刚好等于160拍时,输出指示信号trimdone(例如，输出高电平)；

所述数字频率比较器40，当其第二输出端输出指示信号trimdone时，其第一输出端输出八位校准码trim[7:0]到所述rc振荡器10的电流微调模块；

所述rc振荡器的电流微调模块根据所述八位校准码trim[7:0]调整rc振荡器的振荡输出clkout。

较佳的，数字频率比较器40还设置有使能信号输入端；

所述数字频率比较器40还设置有使能信号输入端；

当使能信号输入端接入的使能信号出现上升沿或下降沿时，数字频率比较器40进入或退出自校准模式。

实施例四的振荡器，在振荡器加电启动并开启数字频率比较器40后，数字频率比较器40能够根据参考时钟clkref的频率自动校准到相应特定范围内的目标频率(八位校准码trim[7:0])，所述rc振荡器10的电流微调模块根据目标频率(八位校准码trim[7:0])自动调整rc振荡器的振荡输出clkout，不需要外部的手动修整功能，能节约测试机时。

本发明的振荡器，其采用自适应校准，温度补偿，无电容低压差稳压器等技术，可产生常温±0.25％，高低温±1.2％精度的时钟信号，支持宽电源域16mhz高精度时钟产生，已经在55embeddedflash平台的16mhz振荡器中经过硅验证，16mhz振荡器分频到1mhz的输出如图4所示，在全温度(-40125c°～125c°)，三电压(1.62v,2.5v,3.63v)下的测试精度小于正负1.2％。同一电压的温漂曲线，高温偏差-1.7％，低温偏差-0.6％，呈现出抛物线型，验证振荡器输出频率温漂的线性部分已补偿，同时不同电压下的频率漂移被限制在可控量级。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。