一种宽线性输入范围的跨导运算放大器的制作方法

本发明属于模拟电路电源管理技术领域，具体涉及一种宽线性输入范围的跨导运算放大器。

背景技术：

跨导运算放大器(operationaltransconductionceamplifier，简称ota)是一种电压输入-电流输出的放大器，其本质是线性电压控制电流源，开环增益是跨导，输入级采用外偏置方式，改变外偏置电流可以实现增益连续调节，可以用做构成积分器、有源滤波器等等。由于它内部只有电压-电流变换级和电流传输级，没有电压增益级，因此没有大摆幅电压信号和密勒电容倍增效应，高频性能好，大信号下的转换速率也高，并且电路结构简单，电源电压和功耗都可降低。由于ota结构简单并且高频特性较好，因此有越来越多的模拟电路用ota来代替电压运算放大器。但是ota较窄的线性输入范围很大程度上限制了ota在模拟电路中的应用。

而且随着便携式设备，生物电子设备、物联网iot应用的增加，低压电路的使用越来越广泛。但低压情况下ota的线性性能变差，因此如何在低压条件下保证ota具有良好的线性性能是目前主流的研究方向。

ota线性化的方法按照实现方式大概可以分为两种，一种是利用大信号的方法来实现，另一种是利用小信号的方法来实现。大信号的实现方式是拓宽跨导运放的线性输入范围，即在大的输入范围内跨导基本保持恒定；小信号的实现方式是将输入的小信号所造成的扰动降到最低，即保证输入基本没有扰动。目前主流的高线性度的实现方法有1)用栅极浮地的mos管作用到差分对的输入级，但是这种方法实现起来较为困难，它需要特殊的工艺加工方法；2)利用交叉耦合结构，交叉耦合结构的噪声性能和线性度都很好，因此是许多ota常用的关键结构，但是交叉耦合结构中差分对的管子不匹配，即差分有一个失调电压；3)利用源极负反馈结构，源极负反馈结构不但能提高线性度，而且基本不会引入额外的功耗，因此在低压ota中被广泛使用；4)自适应尾电流源，自适应电流源技术也是目前常用的主流技术，它的原理是用输入信号来控制差分对的尾电流源大小，当输入信号变化时通过控制尾电流的变化进而使差分对输入管的源极电压基本保持恒定，进而使电压vod(vod是差分对平衡时的过驱动电压)恒定，从而使输出电流与输入电压呈线性化。

技术实现要素：

针对传统跨导运算放大器线性输入范围较窄的不足之处，本发明提出一种宽线性输入范围的跨导运算放大器，设置了自适应电流源结合互补非平衡差分输入级，利用自适应电流源来改变流过两个非平衡差分对的尾电流，使差分对的跨导在共模输入电压附近与差分输入电压近似呈线性关系；两个非平衡差分对进一步调整跨导与差分输入电压的关系，使跨导曲线在不形变的基础上略微平移，输出级将两个非平衡差分对的跨导相互叠加，获得了宽线性输入范围的跨导波形，在共模输入电压附近基本维持恒定。

本发明的技术方案是：

一种宽线性输入范围的跨导运算放大器，包括自适应电流源、互补非平衡差分输入级、直流偏置模块和输出级，

所述自适应电流源包括电流源、第一pmos管、第二pmos管、第三pmos管、第四pmos管、第五pmos管和第六pmos管，其中第三pmos管和第四pmos管是低阈值pmos管；

电流源一端接地，另一端连接第一pmos管的栅极和漏极、第二pmos管的栅极、第五pmos管的栅极以及第六pmos管的栅极；

第二pmos管的源极连接第一pmos管、第五pmos管和第六pmos管的源极并连接电源电压，其漏极连接第三pmos管和第四pmos管的源极；

第三pmos管的栅极连接所述跨导运算放大器的同相输入端，其漏极连接第六pmos管的漏极并作为所述自适应电流源的第一输出端；

第四pmos管的栅极连接所述跨导运算放大器的反相输入端，其漏极连接第五pmos管的漏极并作为所述自适应电流源的第二输出端；

所述互补非平衡差分输入级包括第一非平衡差分对、第二非平衡差分对、第一nmos管和第二nmos管，

所述第一非平衡差分对包括第一输入管和第二输入管，

第一输入管的栅极连接所述跨导运算放大器的同相输入端，其源极连接所述自适应电流源的第一输出端，其漏极连接第一nmos管的漏极；

第二输入管的栅极连接所述跨导运算放大器的反相输入端，其源极连接所述自适应电流源的第一输出端，其漏极连接第二nmos管的漏极；

所述第二非平衡差分对包括第三输入管和第四输入管，

第三输入管的栅极连接所述跨导运算放大器的同相输入端，其源极连接所述自适应电流源的第二输出端，其漏极连接第一nmos管的漏极；

第四输入管的栅极连接所述跨导运算放大器的反相输入端，其源极连接所述自适应电流源的第二输出端，其漏极连接第二nmos管的漏极；

所述第一输入管和第四输入管的宽长比相同，所述第二输入管和第三输入管的宽长比相同，所述第一输入管和第二输入管的等效跨导不同；

第一nmos管的栅漏短接并作为所述互补非平衡差分输入级的第一输出端，其源极接地；

第二nmos管的栅漏短接并作为所述互补非平衡差分输入级的第二输出端，其源极接地；

所述输出级用于叠加所述互补非平衡差分输入级的两个输出端信号获得所述跨导运算放大器的输出信号；

所述直流偏置模块用于为所述输出级提供偏置。

具体的，所述第一输入管为第九pmos管和第二电阻，所述第二输入管为第十pmos管，所述第三输入管为第七pmos管，所述第四输入管为第八pmos管和第一电阻，第七pmos管、第八pmos管、第九pmos管和第十pmos管的宽长比相同，第一电阻和第二电阻的阻值相同；第九pmos管的栅极作为所述第一输入管的栅极，其漏极作为所述第一输入管的漏极，其源极通过第二电阻后作为所述第一输入管的源极；第八pmos管的栅极作为所述第四输入管的栅极，其漏极作为所述第四输入管的漏极，其源极通过第一电阻后作为所述第四输入管的源极。

具体的，所述第一输入管为第十八pmos管，所述第二输入管为第十九pmos管，所述第三输入管为第二十pmos管，所述第四输入管为第二十一pmos管，第十八pmos管和第十九pmos管的宽长比不同，第二十pmos管和第二十一pmos管的宽长比不同。

具体的，所述输出级包括第十四pmos管、第十五pmos管、第十六pmos管、第十七pmos管、第六nmos管、第七nmos管、第八nmos管和第九nmos管，

第六nmos管的栅极连接所述互补非平衡差分输入级的第一输出端，其漏极连接第八nmos管的源极，其源极连接第七nmos管的源极并接地；

第七nmos管的栅极连接所述互补非平衡差分输入级的第二输出端，其漏极连接第九nmos管的源极；

第八nmos管的栅极连接第九nmos管的栅极和第一偏置电压，其漏极连接第十五pmos管的漏极；

第十五pmos管的栅极连接第十七pmos管的栅极和第二偏置电压，其源极连接第十四pmos管的栅极和漏极以及第十六pmos管的栅极；

第十七pmos管的源极连接第十六pmos管的漏极，其漏极连接第九nmos管的漏极并产生所述跨导运算放大器的输出信号；

第十四pmos管和第十六pmos管的源极连接电源电压。

具体的，所述直流偏置模块包括第三nmos管、第四nmos管、第五nmos管、第十一pmos管、第十二pmos管和第十三pmos管，

第十一pmos管的栅极连接所述自适应电流源中第一pmos管的栅极，其源极连接第十二pmos管的源极并连接电源电压，其漏极连接第三nmos管的栅极和漏极并输出所述第一偏置电压；

第四nmos管的栅漏短接并连接第三nmos管的源极和第五nmos管的栅极，其源极连接第五nmos管的源极并接地；

第十三pmos管的栅极和漏极连接第五nmos管的漏极并输出所述第二偏置电压，其源极连接第十二pmos管的栅极和漏极。

本发明的有益效果为：本发明将交叉耦合结构、两个非平衡差分对和自适应电流源相结合，利用自适应电流源为两个非平衡差分对提供大小相同、方向相反的尾电流使两个非平衡差分对的跨导波形变形，再利用两个非平衡差分对使跨导波形平移，最后结合交叉耦合结构进行叠加获得最终跨导运算放大器的输出波形，避免了原来传统交叉耦合结构直接叠加所带来的跨导不恒定的问题，能实现宽线性输入范围。

附图说明

图1本发明提出的一种宽线性输入范围的跨导运算放大器在实施例中的一种实现电路图。

图2本发明提出的一种宽线性输入范围的跨导运算放大器中非平衡差分对的跨导波形图。

图3本发明提出的一种宽线性输入范围的跨导运算放大器在加入自适应尾电流源后的跨导波形图。

图4本发明提出的一种宽线性输入范围的跨导运算放大器在实施例中的跨导波形图。

注：名字以r开头的器件为电阻；名字以mp开头的是pmos管；名字以mn开头的是nmos管；ibias是电流基准；vin+和vin-是跨导运算放大器的同相输入端和反相输入端；vdd是外部电源电压。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。

本发明提出一种宽线性输入范围的跨导运算放大器，包括自适应电流源、互补非平衡差分输入级、直流偏置模块和输出级，其中自适应电流源作为互补非平衡差分输入级中两个非平衡差分对的电流源，当输入电压变化时，自适应电流源会根据输入电压的变化情况来调节流过两个非平衡差分对的尾电流的大小，使得两个非平衡差分对的尾电流源的变化大小相等，方向相反。如图1所示，自适应电流源包括电流源ibias、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第五pmos管mp5和第六pmos管mp6，其中第三pmos管mp3和第四pmos管mp4是低阈值pmos管，以保证第三pmos管mp3和第四pmos都工作在饱和区；第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第五pmos管mp5和第六pmos管mp6组成电流镜，镜像比例优选为1:1:1:1，以保证电路在满足功能的同时避免消耗太大的功耗；电流源ibias作为整个电路的电流基准，电流源ibias一端接地，另一端连接第一pmos管mp1的栅极和漏极、第二pmos管mp2的栅极、第五pmos管mp5的栅极以及第六pmos管mp6的栅极；第二pmos管mp2的源极连接第一pmos管mp1、第五pmos管mp5和第六pmos管mp6的源极并连接电源电压vdd，其漏极连接第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的源极；第三pmos管mp3的栅极连接跨导运算放大器的同相输入端vin+，其漏极连接第六pmos管mp6的漏极并作为自适应电流源的第一输出端为第一非平衡差分对提供尾电流；第四pmos管mp4的栅极连接跨导运算放大器的反相输入端vin-，其漏极连接第五pmos管mp5的漏极并作为自适应电流源的第二输出端为第二非平衡差分对提供尾电流，第三pmos管mp3的电流随着差分信号的增大而减小，第四pmos管mp4的电流随着差分信号的增加而增加。

互补非平衡差分输入级包括两个互补的非平衡差分对即第一非平衡差分对和第二非平衡差分对，这两个非平衡差分对将会对跨导进行平移和整形，使运放的线性跨导输入拓宽，这是整个线性跨导运算放大器设计的重点。其中第一非平衡差分对包括第一输入管和第二输入管，第一输入管的栅极连接跨导运算放大器的同相输入端vin+，其源极连接自适应电流源的第一输出端，其漏极连接第一nmos管mn1的漏极；第二输入管的栅极连接跨导运算放大器的反相输入端vin-，其源极连接自适应电流源的第一输出端，其漏极连接第二nmos管mn2的漏极；第二非平衡差分对包括第三输入管和第四输入管，第三输入管的栅极连接跨导运算放大器的同相输入端vin+，其源极连接自适应电流源的第二输出端，其漏极连接第一nmos管mn1的漏极；第四输入管的栅极连接跨导运算放大器的反相输入端vin-，其源极连接自适应电流源的第二输出端，其漏极连接第二nmos管mn2的漏极；第一输入管和第四输入管的宽长比相同，第二输入管和第三输入管的宽长比相同，第一输入管和第二输入管的等效跨导不同。

如图1所示给出了第一非平衡差分对和第二非平衡差分对的一种实现形式，其中利用第九pmos管mp9和第二电阻r2构成第一输入管，利用第八pmos管mp8和第一电阻r1构成第四输入管，第二输入管和第三输入管分别用第十pmos管mp10和第七pmos管mp7实现，将第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9和第十pmos管mp10的宽长比设置相同，第一电阻r1和第二电阻r2的阻值设置相同，以保证两个非平衡差分对完全对称；通过第一电阻r1使第一非平衡差分对两边输入管的等效跨导不一样，通过第二电阻r2使第二非平衡差分对两边输入管的等效跨导不一样，因此差分对总的跨导图形会在完全对称的差分对的跨导图形基础上变形和平移。

另外还可以使用四个pmos管(如第十八pmos管、第十九pmos管、第二十pmos管、第二十一pmos管)分别作为第一输入管、第二输入管、第三输入管、第四输入管，通过设置第十八pmos管和第十九pmos管的宽长比不同，第二十pmos管和第二十一pmos管的宽长比不同来使得非平衡差分对两边输入管的等效跨导不一样，通过设置第十八pmos管和第二十一pmos管的宽长比相同，第十九pmos管和第二十pmos管的宽长比相同来保证两个非平衡差分对完全对称。

输出级用于叠加互补非平衡差分输入级的两个输出端信号获得跨导运算放大器的输出信号，如图1所示给出了采用套筒式共源共栅cascode结构作为输出级的一种实现形式，套筒式cascode作为运放的输出级能够获得一个较高的输出阻抗，提高运放的输出阻抗和低频增益，另外还可以采用其他的高输出阻抗结构作为输出级。如图1所示，套筒式共源共栅cascode结构作为输出级包括第十四pmos管mp14、第十五pmos管mp15、第十六pmos管mp16、第十七pmos管mp17、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8和第九nmos管mn9，其中第六nmos管mn6和第八nmos管mn8组成一个cascode的结构，第七nmos管mn7和第九nmos管mn9组成一个cascode结构，第十六pmos管mp16和第十七pmos管mp17组成了一个cascode结构，第六nmos管mn6的栅极连接互补非平衡差分输入级的第一输出端，其漏极连接第八nmos管mn8的源极，其源极连接第七nmos管mn7的源极并接地；第七nmos管mn7的栅极连接互补非平衡差分输入级的第二输出端，其漏极连接第九nmos管mn9的源极；第八nmos管mn8的栅极连接第九nmos管mn9的栅极和第一偏置电压，其漏极连接第十五pmos管mp15的漏极；第十五pmos管mp15的栅极连接第十七pmos管mp17的栅极和第二偏置电压，其源极连接第十四pmos管mp14的栅极和漏极以及第十六pmos管mp16的栅极；第十七pmos管mp17的源极连接第十六pmos管mp16的漏极，其漏极连接第九nmos管mn9的漏极并产生跨导运算放大器的输出信号；第十四pmos管mp14和第十六pmos管mp16的源极连接电源电压vdd。

第六nmos管mn6和第七nmos管mn7通过电流镜分别镜像第一nmos管mn1和第二nmos管mn2的电流，第十六pmos管mp16通过第十四pmos管mp14和第十六pmos管mp16组成的电流镜镜像第六nmos管mn6的电流，最终在第九nmos管mn9的漏端与第九nmos管mn9的电流相减，得到的输出电流除以差分输入电压就得到了最终的跨导。

直流偏置模块用于给运放输出级提供合适的直流偏置电压，保证输出级的mos管工作在饱和区；如图1所示给出了直流偏置模块的一种实现形式，包括第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12和第十三pmos管mp13，第十一pmos管mp11的栅极连接自适应电流源中第一pmos管mp1的栅极，其源极连接第十二pmos管mp12的源极并连接电源电压vdd，其漏极连接第三nmos管mn3的栅极和漏极并输出第一偏置电压；第四nmos管mn4的栅漏短接并连接第三nmos管mn3的源极和第五nmos管mn5的栅极，其源极连接第五nmos管mn5的源极并接地；第十三pmos管mp13的栅极和漏极连接第五nmos管mn5的漏极并输出第二偏置电压，其源极连接第十二pmos管mp12的栅极和漏极。

第十一pmos管mp11作为直流偏置模块的电流源，镜像了自适应电流源中第一pmos管mp1的电流，第十二pmos管mp12和第十三pmos管mp13这两个二极管接法的管子将电源电压vdd降低一个合适的电压量并作为输出级的一个直流偏置电压即第二偏置电压，第三nmos管mn3和第四nmos管mn4将地电位升高到一个合适的量并作为输出级的另一个直流偏置电压即第一偏置电压。

下面以图1结构为例详细说明本发明的工作原理和工作过程。

本发明提出的跨导运算放大器一共有三个差分对管，第三pmos管mp3和第四pmos管mp4管是低阈值管子，用于产生随差分输入而变化的电流并提供给另外两个非平衡差分对做尾电流源；第九pmos管mp9和第十pmos管mp10作为第一个非平衡差分对，它的作用是将平衡差分对(即差分对的两个输入管跨导相同，如本实施例中不设置第一电阻r1和第二电阻r2)的跨导波形在不变形的基础上进行小幅度的平移(平衡差分对的跨导波形见图2的灰色实线)；同理，第七pmos管mp7和第八pmos管mp8作为第二个非平衡差分对，也对平衡差分对的波形进行平移；最终这两个非平衡差分对的跨导波形在输出节点相互叠加，形成一个宽线性范围的跨导。在电路中的具体表现形式为第七pmos管mp7的电流ip7加上第九pmos管mp9的电流ip9叠加流过第一nmos管mn1，第八pmos管mp8的电流ip8和第十pmos管mp10的电流ip10叠加流过第二nmos管mn2，第六nmos管mn6的电流镜像第一nmos管mn1的电流并被第十六pmos管mp16镜像过去，第七nmos管mn7镜像第二nmos管mn2的电流；最终流出输出节点的电流iout是

iout＝ip7+ip9-ip8-ip10

＝(ip7-ip8)+(ip9-ip10)

因此本电路的跨导增益gm为

δvin是差分输入电压。

下面来分析非平衡差分对和电流源对跨导的影响。

对于平衡的尾电流恒定的差分对，设其跨导为gmx，gmx和输入电压的关系为

其中iss是尾电流源的电流，μn是电子迁移率，cox是单位面积的栅氧化层电容，w/l是差分对管子的宽长比。

跨导的极值点在δvin为0时取得；对于本实施例中的非平衡差分对，源极负反馈电阻的引入相当于引入了一个失调电压，因此跨导的极值点会发生平移；对于第九pmos管mp9和第十pmos管mp10组成的第一个非平衡差分对，跨导极值会在δvin小于0时取得；对于第七pmos管mp7和第八pmos管mp8组成的第二个非平衡差分对，跨导极值会在δvin大于0时取得；加入源极负反馈电阻以后两个差分对的跨导波形如图2所示。

在引入自适应尾电流源后，差分对的跨导波形会变形。根据图1可知，第三pmos管mp3的电流会随着差分输入电压的增大而减小，即第一个差分对的尾电流会随着差分输入电压的增大而减小。根据平衡且尾电流恒定的差分对的跨导推导过程，可以得出带自适应尾电流源的跨导gmf为

在δvin小于0时，式子的第二项是正数，因此在δvin小于0时跨导曲线整体向上移动；在δvin为0时，gmf等于gmx；在δvin大于0时，式子第二项为负数，因此跨导曲线整体向下移动。根据这个式子，可以得到加入自适应电流源前后总跨导曲线的变化情况，如图3所示。很明显，加入自适应尾电流源后跨导波形在原来的基础上又做了变形。最终两个跨导波形在交叉耦合结构和cascode中第十六pmos管mp16和第十四pmos管mp14组成的电流镜的作用下将跨导波形进行叠加，得出最终的宽线性输入范围的跨导波形，如图4所示。

直流偏置电路通过设置合理的栅电压提供给套筒式cascode，保证cascode结构的mos管都工作在饱和区；同时cascode结构的高输出阻抗使得这个跨导运放在作为下一级结构时表现得更像一个理想的电流源。

本发明中的关键点在于巧妙地将交叉耦合结构、非平衡差分对和自适应电流源结合起来，在自适应电流源使跨导波形变形和非平衡差分对使跨导波形平移的基础上再用交叉耦合结构进行叠加，这样就避免了原来传统交叉耦合结构直接叠加所带来的跨导不恒定的问题。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。