基于发夹式微带带通滤波器的F类功率放大器及设计方法

本发明涉及射频电路设计领域，涉及提出一种基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器及设计方法。

背景技术：

随着5g移动通信技术的快速发展和进入商用阶段，将不断带动智能移动终端、通信基站的发展。5g通信系统具有大带宽、高频率、低时延、高可靠性等突出特点,同时需要投入到更大规模的设备中。射频模块作为通信系统中发射机的关键部件，用于发射通道的射频信号放大，带宽、稳定性、效率、线性度、输出功率是影响其性能的关键指标。考虑到5g通信基站的能耗问题和实现高数据量通信、增加所需处理的频段数目，很大部分要都要取决于高效率。这就对功率放大器提出了更高的要求。

在传统的无线通信发射机中，将滤波器和功率放大器进行单独设计，导致整体发射机的尺寸偏大。并且如何在高频段实现高效率和高输出功率是一个非常棘手的问题。传统功率放大器的输出匹配网络十分复杂且尺寸较大，同时对于带外的噪声和谐波的抑制较为困难，从而增加功率放大器的不必要的设计损耗。

故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，有必要进行研究和改进，以提供一种紧凑型输出匹配结构的f类功率放大器的设计思路，解决现有技术中存在的缺陷。

技术实现要素：

本发明针对现有技术功率放大器在谐波抑制上和输出匹配结构设计上的不足，提出了一种基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器及设计方法，通过在漏极偏置网络中添加并联开路扇形微带线来简化谐波匹配网络，在晶体管电流源端面分别实现二次谐波短路和三次谐波开路。通过低通滤波和带通滤波器的频率变换和对级联平行耦合微带线进行u型折叠来设计发夹式微带带通滤波器，无需设计基波匹配网络，不仅降低结构复杂性和设计尺寸，而且对带外噪声和谐波进行有效抑制并提高整体效率的同时，用于降低加工成本。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：

基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器，包括输入匹配网络、栅极偏置网络、晶体管、谐波控制网络、漏极偏置网络和发夹式微带带通滤波器，

所述输入匹配网络的输入端与内阻为50欧姆的信号源相连接，输出端与晶体管的栅极相连接，通过将晶体管的最佳源阻抗的共轭匹配到50欧姆，实现功率最大输入。

所述栅极偏置网络和漏极偏置网络分别连接晶体管的栅极和漏极，为晶体管提供稳定的直流工作电压。

所述谐波控制网络的输入端与晶体管漏极相连接，输出端与发夹式微带带通滤波器相连接。

所述发夹式微带带通滤波器的输入端与谐波控制网络相连接，输出端与50欧姆负载端相连接。

所述谐波控制网络通过在漏极偏置网络中添加并联开路扇形微带线来简化谐波匹配网络，包括第一微带线tl1、第二微带线tl2、第三微带线tl3、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6，其中，tl1、tl2和tl4为串联微带线，tl3、tl5和tl6为并联微带线；第六微带线tl6一端与第五微带线tl5的一端相连接，第五微带线tl5的一端和第四微带线tl4的一端相连接，第四微带线tl4的一端与第二微带线tl2和第三微带线tl3的一端相连接，第一微带线tl1与晶体管的漏极和第二微带线tl2的一端相连接；第一微带线tl1做为调谐线用于补偿晶体管的寄生电容；第一微带线tl1、第二微带线tl2、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6共同控制二次谐波；第一微带线tl1、第二微带线tl2和第三微带线tl3共同控制三次谐波，在晶体管电流源端面实现二次谐波短路和三次谐波开路。

所述发夹式微带带通滤波器具有良好带内特性，包括第一串联微带线tl7、第二串联微带线tl8、第三串联微带线tl9、第四串联微带线tl10、第五串联微带线tl11、第一平行耦合微带线clin1、第二平行耦合微带线clin2、第三平行耦合微带线clin3、第四平行耦合微带线clin4；其中，第一微带线tl7与第一平行耦合微带线clin1的1端口相连接，第二串联微带线tl8分别与第一平行耦合微带线clin1的3端口和第二平行耦合微带线clin2的1端口相连接，第三串联微带线tl9分别与第二平行耦合微带线clin2的3端口和第三平行耦合微带线clin3的1端口相连接，第四串联微带线tl10分别与第三平行耦合微带线clin3的3端口和第四平行耦合微带线clin4的1端口相连接，第五串联微带线tl11与第四平行耦合微带线clin4的3端口相连接到50欧姆负载端。

本发明还公开了一种基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：

步骤s1：对ganhemtcgh40010f晶体管进行多次负载牵引和源牵引，在功率附加效率和最大输出功率时得出该晶体管最佳负载阻抗和最佳源阻抗；

步骤s2：根据步骤s1获得的最佳源阻抗进行共轭设置并通过阶梯阻抗匹配方式与信号源50欧姆内阻进行匹配操作，完成输入匹配电路设计，使晶体管获得最大功率输入信号；

步骤s3：采用四分之一波长微带线设计栅极偏置网络和漏极偏置网络以保证功率放大器具有稳定的直流供电电压；

步骤s4：设计谐波控制网络，在与漏极偏置网络进行有效结合的同时，同时使该功率放大器的漏极电压和电流波形满足f类条件，工作频段的中心频点f0，微带线特征阻抗zn为自由参数，需求解各微带线电长度θn；设计微带线tl6、tl5、tl3的长度分别为使2f0在b点实现短路，3f0在c点实现开路，通过设计微带线tl2的长度为选定合适的z1和z4即可确定微带线tl1和tl4的电长度，最后使得在e点分别实现2f0和3f0的短路和开路；

步骤s5：设计发夹式微带带通滤波器，由于该滤波器只能将50欧姆负载阻抗转换为实阻抗，可通过步骤s4的谐波控制网络将基波阻抗和谐波阻抗匹配到最佳区域；为了确定该滤波器的参数，需要通过负载牵引技术在中心频率f0获得最佳基波阻抗，通过谐波控制网络后变换为实阻抗作为设计的输入阻抗；根据基于三阶切比雪夫低通滤波器和0.1db衰减波纹值，通过查表求得其低通原型参量；计算各段耦合线的奇偶模特性阻抗z0o和z0e；通过z0o和z0e与给定微带线基板参数(介质相对介电常数εr和介质厚度d),求解微带线的宽度w和微带线耦合距离s；最后将这些长度为的平行耦合微带线折叠成长度减半为的发夹式结构，以减小滤波器的整体尺寸；

步骤s6：结合步骤s1、s2、s3、s4、s5，搭建整体电路结构，使用ads软件进行电路仿真和优化，以保证实现最优性能。

本发明对传统功率放大器的输出匹配网络进行改进，通过将f类谐波控制网络和发夹式微带带通滤波器进行结合，其中，f类谐波控制网络将二次、三次谐波阻抗匹配到最佳区域并将滤波器的输入阻抗调谐为实阻抗，进一步的，对级联平行耦合微带线进行u型折叠来设计发夹式微带带通滤波器，无需设计基波匹配网络，不仅实现输出匹配网络的小型化、提高整体效率，同时其在5g商用频段具有良好的应用前景。

附图说明

图1是本发明基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器结构示意图；

图2是本发明谐波控制网络拓扑结构示意图；

图3a是二次谐波短路控制电路示意图；

图3b是三次谐波开路控制电路示意图；

图4是本发明发夹式微带带通滤波器拓扑结构示意图；

图5a是单组耦合微带线的等效电路示意图；

图5b是耦合微带线的奇偶模阻抗分析示意图。

图6本发明发夹式微带带通滤波器的s参数仿真结果示意图

图7本发明基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器的输出功率、效率和增益仿真结果图。

具体实施方式

以下将结合实施例和附图对本发明的具体实施方案进一步说明：

在传统的无线通信发射机中，将滤波器和功率放大器进行单独设计，导致整体发射机的尺寸偏大。并且如何在高频段设计紧凑型输出匹配网络是一个非常棘手的问题。传统功率放大器的输出匹配网络十分复杂且尺寸较大，同时对于带外噪声和二次、三次谐波的抑制较为困难，这些因素相互影响将谐波匹配到不理想的阻抗值，从而增加了不必要设计损耗。

针对传统输出匹配网络所带来的问题，申请人提出了一种基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器及其设计方法，利用谐波控制网络和发夹式微带带通滤波器，在保证输出匹配结构小型化和带内良好特性的同时，对二次谐波和三次谐波分别实现短路和开路，减小对基波频率的影响，提高频带内效率和输出功率。

参见图1，所示为本发明基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器结构示意图，包括输入匹配网络、栅极偏置网络、晶体管、谐波控制网络、漏极偏置网络和发夹式微带带通滤波器，其中，

所述输入匹配网络的输入端与内阻为50欧姆的信号源相连接，输出端与晶体管的栅极相连接，通过将晶体管的最佳源阻抗的共轭匹配到50欧姆，实现最大功率输入。

所述栅极偏置网络和漏极偏置网络分别连接晶体管的栅极和漏极，为晶体管提供稳定的直流工作电压，两偏置网络中的旁路电容和四分之一波长微带线线起到射频开路的作用，防止射频信号泄露到偏置网络中。

所述谐波控制网络的输入端与晶体管漏极相连接，输出端与发夹式微带带通滤波器相连接。

所述发夹式微带带通滤波器的输入端与谐波控制网络相连接，输出端与50欧姆负载端相连接。

参见图2，所示为谐波控制网络拓扑结构示意图，通过在漏极偏置网络中添加并联开路扇形微带线来简化谐波匹配网络。包括第一微带线tl1、第二微带线tl2、第三微带线tl3、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6，其中，tl1、tl2和tl4为串联微带线，tl3、tl5和tl6为并联微带线；第六微带线tl6一端与第五微带线tl5的一端相连接，第五微带线tl5的一端与第四微带线tl4和发夹式微带带通滤波器的一端相连接，第四微带线tl4的一端与第二微带线tl2和第三微带线tl3的一端相连接，第一微带线tl1与晶体管的漏极和第二微带线tl2的一端相连接；第一微带线tl1做为调谐线用于补偿晶体管的寄生电容；第一微带线tl1、第二微带线tl2、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6共同控制二次谐波；第一微带线tl1、第二微带线tl2和第三微带线tl3共同控制三次谐波，在晶体管电流源端面实现二次谐波短路和三次谐波开路。

进一步的，对本谐波控制网络的微带线参数计算进行说明：

微带线的具体参数为电长度θn和特性阻抗zn，其中，特性阻抗zn为自由参数，所求参数为电长度θn。同时，为分开说明二次谐波和三次谐波控制，将工作频段的中心频点f0和f′0、电长度θn和θ′n、特性阻抗zn和z′n等进行区分。

参见图3a，在对二次谐波短路的设计中，通过在漏极偏置网络并联开路扇形微带线tl6，在a点实现二次谐波短路，通过四分之一波长微带线tl5，将二次谐波短路点从a点转移到b点，最后通过微带线tl1、tl2和tl4的四分之一波长微带线的总长度，在晶体管电流源端面实现二次谐波短路。从a点向看向第六微带线tl6的开路端的阻抗为

从b点向看向a的阻抗为

从c点向看向b的阻抗为

从d点向看向c的阻抗为

从e点向看向d的阻抗为

参见图3b，在对三次谐波开路的设计中，通过长度为十二分之一波长第二微带线tl2将开路点转移到c′点，最后通过长度为十二分之一波长微带线tl2和调谐微带线tl1，在晶体管电流源端面实现三次谐波短开路。从c′点向看向第三微带线tl3开路端的阻抗为

从d′点向看向c′的阻抗为

从e′点向看向d′的阻抗为

通过令(1)式、(2)式和(5)式趋于0(短路)，(6)式和(7)式趋于∞(开路)，可得微带线tl6的长度为微带线tl5的长度为微带线tl4的长度为微带线tl3的长度为通过选定合适的z1和z4即可确定微带线tl1和tl4的电长度。该谐波控制网络与漏极偏置网络进行结合，在有效抑制二次、三次谐波的同时，缩小了设计空间。

参见图4，所述发夹式微带带通滤波器具有良好带内特性，包括第一串联微带线tl7、第二串联微带线tl8、第三串联微带线tl9、第四串联微带线tl10、第五串联微带线tl11、第一平行耦合微带线clin1、第二平行耦合微带线clin2、第三平行耦合微带线clin3、第四平行耦合微带线clin4；其中，第一微带线tl7与第一平行耦合微带线clin1的1端口相连接，第二串联微带线tl8分别与第一平行耦合微带线clin1的3端口和第二平行耦合微带线clin2的1端口相连接，第三串联微带线tl9分别与第二平行耦合微带线clin2的3端口和第三平行耦合微带线clin3的1端口相连接，第四串联微带线tl10分别与第三平行耦合微带线clin3的3端口和第四平行耦合微带线clin4的1端口相连接，第五串联微带线tl11与第四平行耦合微带线clin4的3端口相连接到50欧姆负载端。

进一步的，对本发夹式微带带通滤波器的设计工作原理做进一步说明：

由于该滤波器只能将50欧姆负载阻抗转换为实阻抗，可通过谐波控制网络将基波阻抗和谐波阻抗匹配到最佳区域。为了确定该滤波器的参数，需要通过负载牵引技术在中心频率f0获得最佳基波阻抗，通过谐波控制网络后变换为实阻抗作为设计的输入阻抗。参见图5a，一段平行耦合微带线等效为一个导纳倒置转换器和接在两边电长度各为θ，特性阻抗为z0的微带线的组合，从而可以得到该等效电路的abcd矩阵参数：

参见图5b将级联平行耦合微带线进行奇偶模分析，由下式表示：

其中z0o和z0e为单组平行耦合微带线的奇偶模特性阻抗，zino和zine为该滤波器奇偶模输入阻抗，gn为三阶低通原型滤波器的参量，wc为带通滤器相对带宽，z0为微带线的特性阻抗,jn为各个导纳倒置转换器的参量，通过z0o和z0e与给定微带线基板参数(介质相对介电常数εr和介质厚度d),求解微带线的宽度w和微带线耦合距离s。

在讨论一段平行耦合微带线后，将考虑级联多段平行耦合微带线的带通滤波器，在两个导纳倒置转换器之间的微带线长度为通过将微带线进行u型化折叠后长度减半为形成新型发夹式微带带通滤波器。将奇偶模输入阻抗引入散射参数，可以得到散射参数的表达式为：

通过该式可计算分析发夹式微带带通滤波器的散射参数，得出工作频段内的滤波性能参数。

参见图6和7，所示为本发明基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器的增益、输出功率和效率仿真结果图，在3.2～3.7ghz的工作频带内，饱和输出功率为39.8dbm～42.1dbm，增益为9.8db～12.1db，且漏极效率在60.1％～68.3％之间,与本发明所阐述的设计方法相符合。

本发明基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：

步骤s1：对ganhemtcgh40010f晶体管进行多次负载牵引和源牵引，在功率附加效率和最大输出功率时得出该晶体管最佳负载阻抗和最佳源阻抗；

步骤s2：根据步骤s1获得的最佳源阻抗进行共轭设置并通过阶梯阻抗匹配方式与信号源50欧姆内阻进行匹配操作，完成输入匹配电路设计，使晶体管获得最大功率输入信号；

步骤s3：采用四分之一波长微带线设计栅极偏置网络和漏极偏置网络以保证功率放大器具有稳定的直流供电电压；

步骤s4：设计谐波控制网络，在与漏极偏置网络进行有效结合的同时，使该功率放大器的基波、二次谐波和三次谐波阻抗满足f类功放，工作频段的中心频点f0，微带线特征阻抗zn为自由参数，需求解各微带线电长度θn；设计微带线tl6、tl5、tl3的长度分别为使2f0在b点实现短路，3f0在c点实现开路，通过设计微带线tl2的长度为并选定合适的z1和z4即可确定微带线tl1和tl4的电长度，最后使得在e点分别实现2f0和3f0的短路和开路。

步骤s5：设计发夹式微带带通滤波器，由于该滤波器只能将50欧姆负载阻抗转换为实阻抗，可通过步骤s4的谐波控制网络将基波阻抗和谐波阻抗匹配到最佳区域。为了确定该滤波器的参数，需要通过负载牵引技术在中心频率f0获得最佳基波阻抗，通过谐波控制网络后变换为实阻抗作为设计的输入阻抗。参见图5a，一段平行耦合微带线等效为一个导纳倒置转换器和接在两边电长度各为θ，特性阻抗为z0的微带线的组合，从而可以得到该等效电路的abcd矩阵参数：

参见图5b将级联平行耦合微带线进行奇偶模分析，由下式表示：

其中z0o和z0e为单组平行耦合微带线的奇偶模特性阻抗，zino和zine为该滤波器奇偶模输入阻抗，gn为三阶低通原型滤波器的参量，wc为带通滤器相对带宽，z0为微带线的特性阻抗,jn为各个导纳倒置转换器的参量，通过z0o和z0e与给定微带线基板参数(介质相对介电常数εr和介质厚度d),求解微带线的宽度w和微带线耦合距离s。

在讨论一段平行耦合微带线后，将考虑级联多段平行耦合微带线的带通滤波器，在两个导纳倒置转换器之间的微带线长度为通过将微带线进行u型化折叠后长度减半为形成新型发夹式微带带通滤波器。将奇偶模输入阻抗引入散射参数，可以得到散射参数的表达式为：

通过该式可计算分析发夹式微带带通滤波器的散射参数，得出工作频段内的滤波性能参数。

步骤s6：结合步骤s1、s2、s3、s4、s5，搭建整体电路结构，使用ads软件进行电路仿真和优化，以保证实现最优性能。

参见图6和7，所示为本发明基于发夹式微带带通滤波器的f类功率放大器的增益、输出功率和效率仿真结果图，在3.2～3.7ghz的工作频带内，饱和输出功率为39.8dbm～42.1dbm，增益为9.8db～12.1db，且漏极效率在60.1％～68.3％之间,与本发明所阐述的设计方法相符合。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。