一种片上差分有源RC滤波器的校准和调谐方法

symposium on vlsi design. ieee, 2008。
12.[8]张超轩. 可编程射频收发芯片滤波技术研究[d]. 中国航天科技集团公司。
[0013]
总的来说，传统的方法往往单独设置一组rc阵列来测试，没有复用滤波器上的rc阵列，造成了面积的浪费。此外，传统的方法还需要产生参考电压的电路，积分型校准方法中还需要电压缓冲器，电路较为复杂。


技术实现要素：

[0014]
本发明要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种片上差分有源rc滤波器的校准和调谐方法，复用了滤波器上的电容，不需要额外增加电容阵列；也不需要参考电压以及电压缓冲器，抗干扰能力强。
[0015]
本发明所述的一种片上差分有源rc滤波器的校准方法，通过对单极点实数滤波器的分析，获取其输出的差分信号的过零点时间；根据所述过零点时间与rc滤波器带宽的关系设置一参考时钟周期，并根据所述参考时钟周期设置校准工作时序；以所述校准工作时序扫描rc阵列的rc配置，以实现rc阵列的校准。
[0016]
以所述校准工作时序扫描rc阵列的rc配置，具体包括，第一步、设一与单极点实数滤波器输入端连接的脉冲发生单元，所述脉冲发生单元以所述校准工作时序输出脉冲信号；为所述rc阵列预设一rc配置；第二步、根据脉冲信号，通过比较器对所述单极点实数滤波器输出的差分信号进行采样，获取比较结果；第三步、根据所述比较结果判断单极点实数滤波器当前的带宽与目标带宽之间的大小关系；第四步、利用逐次逼近算法设置所述rc阵列中的下一组rc配置，并重复上述第二和第三步；直至所述逐次逼近算法运行结束，即可获取到带宽最接近所述目标带宽的rc配置，完成rc阵列的校准。
[0017]
通过拉普拉斯逆变换对所述单极点实数滤波器的传输函数进行变化，获取所述单极点实数滤波器对脉冲输入下降沿的差分时域响应；根据所述差分时域响应在所述单极点实数滤波器的输出为零时，获取所述过零点时间；所述过零点时间为：；；其中，τ为时间常数；为单极点实数滤波器的带宽。
[0018]
所述参考时钟周期为：；其中，为单极点实数滤波器的目标带宽。
[0019]
在第三步中：若所述比较器输出高电平，则所述差分信号的当前过零点时间超前于参考时钟周期，说明通过当前的rc配置得到的带宽偏大；若所述比较器输出低电平，则所述差分信号的当前过零点时间滞后于参考时钟周期，说明通过当前的rc配置得到的带宽偏小。
[0020]
根据所述单极点实数滤波器中运算放大器的运放延迟设一补偿单元，以使所述比较器以运放延迟进行延时后再对单极点实数滤波器的输出电压进行采样。
[0021]
所述补偿单元为反相器链。
[0022]
所述比较器的输入端连接有第一开关组、第二开关组和采样电容；所述第一开关组与单极点实数滤波器的输出端连接，所述第二开关组与脉冲发生单元连接。
[0023]
所述脉冲发生单元主要由电阻分压结构以及两组相位相反的开关组构成。
[0024]
一种片上差分有源rc滤波器的调谐方法，根据单极点实数滤波器的目标带宽，应用所述的校准方法对rc阵列进行调谐。
[0025]
有益效果本发明的优点在于：1、通过对单极点实数滤波器的分析，设置校准工作时序，使得在测试时间常数时，可复用滤波器上的rc阵列，不需要额外增加rc阵列，减小了校准电路所占用的面积。
[0026]
2、校准电路结构采用了全差分的电路结构，使得脉冲产生和过零点检测变得简单。单极点实数滤波器输出的正负极直接接在比较器的正负输入端，因而检测滤波器输出的过零点时不需要参考电压。过零点与脉冲输入幅度无关，因此也不需要电压缓冲器，只需要简单的电阻分压来产生测试脉冲信号即可。
[0027]
3、在比较器输入加入采样电容，并设计了可靠的校准工作时序，能更精确的采样到一个参考时钟周期后的运算放大器的输出，而不受比较器速度的限制，提高了校准的精确度。
[0028]
4、通过反相器链的延时补偿运放延迟造成的误差，从而实现了较高的校准精度。
附图说明
[0029]
图1为本发明的有源rc滤波器校准电路整体结构示意图；图2为本发明的校准工作时序波形图；图3为本发明的校准时单极点实数滤波器的输出波形图；图4为本发明的运算放大器带宽对校准波形影响的示意图；图5为本发明的运算放大器在不同k值造成的误差的示意图；图6为本发明的运算放大器在一般时间尺度下的运放延时示意图；图7为电容阵列逐次逼近示意图；图8为电容阵列逐次逼近仿真波形图。
具体实施方式
[0030]
下面结合实施例，对本发明作进一步的描述，但不构成对本发明的任何限制，任何人在本发明权利要求范围所做的有限次的修改，仍在本发明的权利要求范围内。
[0031]
本发明的一种片上差分有源rc滤波器的校准方法，通过对单极点实数滤波器的分析，获取其输出的差分信号v
out
的过零点时间。根据过零点时间与单极点实数滤波器带宽的关系设置一参考时钟周期，并根据参考时钟周期设置校准工作时序。以校准工作时序扫描rc阵列的rc配置，以实现rc阵列的校准。
[0032]
整个校准过程不需要参考电压，降低了校准电路的复杂程度。通过校准工作时序的设置，使得在测试时间常数时，可复用滤波器上的rc阵列，不需要额外增加rc阵列，减小了校准电路所占用的面积。
[0033]
如图1所示为本实施例的有源rc滤波器校准电路的结构示意图。
[0034]
图1中，脉冲发生单元产生测试时间常数τ所需要的脉冲输入。
[0035]
单极点实数滤波器为构成更高阶有源rc滤波器的基本模块。单极点实数滤波器主要由运算放大器和rc阵列组成。在对rc阵列校准的过程中，只需将单极点实数滤波器与有源rc滤波器中的其他部分断开连接，即可将其独立出来。因此在校准时，无需单独设置rc阵列的一组rc配置进行测试，可复用有源rc滤波器上的rc阵列，不需要额外增加rc阵列，达到减小有源rc滤波器面积的目的。
[0036]
比较器用于采样单极点实数滤波器对脉冲输入的响应，检测当前过零点时间与参考时钟周期之间的关系。比较器的比较结果反馈至控制逻辑模块中，控制逻辑模块根据采样结果确定下一组rc阵列控制字r
t
《t:0》、r
p
《x:0》、c
p
《y:0》。
[0037]
本实施例关于过零点时间的理论推导如下。
[0038]
设单极点实数滤波器中的运算放大器为理想的运算放大器，则单极点实数滤波器的传输函数如下：。
[0039]
设输入至运算放大器输入端的脉冲幅度为va=v
h-v
l
。不考虑运算放大器造成的延迟，通过拉普拉斯逆变换对单极点实数滤波器的传输函数进行变化，获取单极点实数滤波器对脉冲输入下降沿的差分时域响应。差分时域响应表示为：。
[0040]
令单极点实数滤波器输出的差分信号v
out
=0，即可求得差分信号v
out
波形上升至过零点所需的时间，即过零点时间为：。
[0041]
。
[0042]
其中，τ为时间常数，τ=r
pcp
；为单极点实数滤波器的带宽。不同的τ对应不同的单极点实数滤波器带宽。
[0043]
本实施例的参考时钟周期为：。
[0044]
其中，为单极点实数滤波器的目标带宽。即是期望得到的单极点实数滤波器带宽。
[0045]
为比较运算放大器在实际运行时其输出的差分信号v
out
上升至过零点的时间与参考时钟周期之间的差异，本发明根据参考时钟周期设置了如图2所示的校准工作时序。
[0046]
以校准工作时序扫描rc阵列的rc配置，具体包括，第一步、设一与单极点实数滤波器输入端连接的脉冲发生单元，脉冲发生单元以校准工作时序输出脉冲信号；为rc阵列预设一rc配置。
[0047]
第二步、在脉冲信号输入一个参考时钟周期时，通过比较器对单极点实数滤波器输出的差分信号进行采样，获取比较结果。
[0048]
第三步、根据比较结果判断单极点实数滤波器当前的带宽与目标带宽之间的大小关系。
[0049]
在该步骤中：若比较器输出高电平，则差分信号v
out
的当前过零点时间超前于参考时钟周期，即tr《t，说明通过当前的rc配置得到的带宽偏大。
[0050]
若比较器输出低电平，则差分信号v
out
的当前过零点时间滞后于参考时钟周期，即tr》t，说明通过当前的rc配置得到的带宽偏小。
[0051]
第四步、利用逐次逼近算法设置rc阵列中的下一组rc配置，并重复上述第二和第三步；直至逐次逼近算法运行结束，即可获取到带宽最接近目标带宽的rc配置，完成rc阵列的校准。
[0052]
本实施例的单极点实数滤波器通过脉冲发生单元提供脉冲信号。脉冲发生单元按照校准工作时序输出脉冲信号，该脉冲信号即为单极点实数滤波器所需的脉冲输入。
[0053]
本实施例的脉冲发生单元主要由电阻分压结构以及两组相位相反的开关组构成。具体的，电阻分压结构主要由两个电阻ra和一个电阻rb组成。这三个电阻串联在电源端和接地端之间。其中，其中一个电阻ra与电源端连接，且其连接端为第一直流信号端，输出直流信号vh。两个电阻ra的一端相互连接，且其连接端为共模参考电压端，输出共模参考电压v
cm
。另一个电阻ra的另一端与电阻rb的一端连接，且其连接端作为第二直流信号端，输出直流信号v
l
。而电阻rb的另一端接地。
[0054]
也就是说，电阻分压结构采用电阻分压产生三个输出电压。因为单极点实数滤波器的输出共模电压和输入共模电压相同，都是输出共模参考电压v
cm
，所以考虑到运算放大器的虚短特性，在图1中的x点位置电压也是输出共模参考电压v
cm
。因此，图1中的电流i
p
为：。
[0055]
电流in为：。
[0056]
又由于v
cm
=(vh+v
l
)/2，故i
p
=in。即流过电阻rb的电流仍然是电源端的输入电流ib。即；。
[0057]
从上述表达式看，电阻r
t
的减小会导致脉冲幅度va和共模参考电压v
cm
下降，但脉冲幅度va不影响单极点实数滤波器的输出上升到过零点时间。然而，共模参考电压v
cm
下降太多可能会导致单极点实数滤波器不工作。所以，为确保脉冲发生单元提供的电信号能使单极点实数滤波器有效可靠的进行工作，将电阻r
t
的阻值设置为远大于电阻ra，这样脉冲幅度va和共模参考电压v
cm
就不会受到太大影响。
[0058]
优选的，本发明中电阻ra与电阻r
t
的关系，设为：ra《r
t
/10。
[0059]
两组相位相反的开关组包括第三开关组和开关状态与第三开关组相反的第四开关组。即这两个开关组输出的差分脉冲高电平为v
h-v
l
，低电平为v
l-vh，高低电平的幅度是对称的。第三开关组由控制信号pg控制，第四开关组由控制信号控制。通过这两个开关组实现脉冲信号的发生，其结构简单，易于实现。
[0060]
比较器的输入端连接有第一开关组、第二开关组和采样电容cs。第一开关组与单极点实数滤波器的输出端连接，第二开关组与脉冲发生单元连接。第一开关组以校准工作时序使单极点实数滤波器输出的差分信号v
out
输入至比较器中进行比较，获取比较器正负端的对比结果，从而根据对比结果获取过零点关系。本实施例中，第一开关组由图1中控制逻辑模块输出的控制信号phi1控制，第二开关组由图1中控制逻辑模块输出的控制信号phi2控制。对单极点实数滤波器输出的差分信号v
out
采样时，第一开关组接通，采样电容cs上的电压为单极点实数滤波器输出的差分信号v
out
，第一开关组断开时，完成采样，采样电容cs将比较器的输入保持为开关断开前的电压。复位时，第二开关组接通，采样电容cs上的电压分别被置为脉冲发生单元输出的直流信号v
l
、直流信号vh，比较器完成复位。
[0061]
通过图2可知，本实施例的校准工作时序主要包含了控制信号pg、以及控制信号phi1和phi2。其中，控制信号phi1超前于控制信号pg一个参考时钟周期；控制信号phi2滞后于控制信号pg三个参考时钟周期；且控制信号pg、phi1、phi2的高电平均为两个参考时钟周期。
[0062]
在校准的过程中，控制信号phi1为高电平时，比较器的输入信号为运算放大器输出的差分信号v
out
。并且，差分信号v
out
对采样电容cs充电。当v
out
》0时，比较器输出高电平；否则输出低电平。控制信号phi1为低电平时，比较器与运算放大器之间的连接断开。此时比较器输入为断开前保持在采样电容cs的电压vs=v
out
。若vs》0，则比较器的输出仍为高电平。因此，本实施例采样电容cs的设置目的是为了更精确的采样到一个参考时钟周期后的差分信号v
out
，而不受比较器速度的限制。
[0063]
如图2所示，当控制信号phi1为高电平时，比较器对差分信号v
out
进行采样。控制信号phi1上升沿到来一个时钟周期后，控制信号pg的上升沿到来，差分信号v
out
开始上升。控制信号pg上升沿到来一个时钟周期后，控制信号phi1变为低电平，对单极点实数滤波器输出的采样完成，采样电容cs上的电压保持为这一刻的单极点实数滤波器滤波器输出电压。如图3所示，若采样电容cs的电压vs》0，说明差分信号v
out
的过零点时间超前于参考时钟周期。过零点时间超前，说明rc阵列的rc配置值过小，应该加大rc值。若vs《0，说明差分信号v
out
的过零点时间落后于参考时钟周期。过零点滞后说明rc阵列的rc配置值过大，应该减小rc值。控制信号pg上升沿到来两个时钟周期后，控制信号pg变为低电平，单极点实数滤波器输出的差分信号v
out
开始下降，并最终恢复到最低电压。控制信号pg下降沿到来一个时钟周期后，控制信号phi2上升沿到来后保持两个时钟周期的高电平随后变为低电平，比较器的
两个采样电容cs上的电压分别被置为v
l
和vh，比较器完成复位。
[0064]
本实施例为了保证在下一次比较前单极点实数滤波器输出恢复到最低电压，校准工作时序以16个参考时钟周期重复。
[0065]
校准电路在获取过零点与参考时钟周期的关系后，根据这一关系校准rc阵列。具体的，控制逻辑模块根据每一次的比较结果用逐次逼近算法扫描rc阵列，即可完成校准。
[0066]
优选的，根据单极点实数滤波器中运算放大器的运放延迟td设一补偿单元，以使比较器以运放延迟td进行延时后再动作对单极点实数滤波器的输出电压进行采样，能有效的提高校准精度。
[0067]
具体的，补偿单元为反相器链。反相器链由多个串联连接的反相器组成。
[0068]
由于运算放大器有限的带宽，信号经过运算放大器时会产生延迟。下面分析运算放大器的运放延迟td对校准的影响，以说明用反相器链补偿延时的可行性。
[0069]
在有源rc滤波器的校准电路中，令r
p
=r
t
=r，c
p
=c，采用解析式对运算放大器进行建模。其中，为低频增益，为主极点。考虑运算放大器带宽后的单极点实数滤波器传递函数为：。
[0070]
假设传递函数h(s)的两个极点隔得很远，，则：；。
[0071]
运算放大器引入的极点会使单极点实数滤波器输出波形延迟。这会使校准出来的单极点实数滤波器带宽偏大。且越大，影响越小。
[0072]
将时间单位归一化到理想滤波器时间常数τ，则使用理想运算放大器的滤波器的阶跃响应为：。
[0073]
设，则使用非理想运放的滤波器的阶跃响应为：。
[0074]
其中，k为运算因子。
[0075]
如图4为通过matlab画出k=14时的瞬态波形图。
[0076]
如图5为通过matlab算得k在部分取值下的误差。
[0077]
其中，误差值为：。
[0078]
则非理想过零点相对于理想过零点的延时为：
。
[0079]
上述时间归一化到理想单极点实数滤波器的时间常数τ，但不能直接比较各种带宽下的运算放大器延时。因此我们尝试把它转换到一般时间尺度下，如下式所示。
[0080]
。
[0081]
若将设为2π
×
600mhz，则不同k时的运放延时如图6所示。
[0082]
以上分析表明，在k较小时，运放延迟td造成的误差非常大。但图 6显示，不同k时的实际延时相差不大，因此可用一个固定的延时将其抵消。如图 1所示，本发明将控制信号phi1用反相器链延迟以补偿运放延迟td造成的误差。控制信号phi1延迟后的信号为phi1_d。经过实际测试，这一方法表现出了较好的精度。
[0083]
关于逐次逼近算法，本实施例通过如图7所示的示意图进行说明。图7中，以32个单位电容并联的电容阵列为例，展示了如何实现逐次逼近校准电容的。而对更复杂rc阵列的逐次逼近算法与其同理。
[0084]
图8为图1的校准电路的仿真波形。图8中，图下方的c为单位电容并联个数。
[0085]
一种片上差分有源rc滤波器的调谐方法，根据单极点实数滤波器的目标带宽，应用的校准方法对rc阵列进行调谐，简单有效。
[0086]
以上所述的仅是本发明的优选实施方式，应当指出对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明结构的前提下，还可以作出若干变形和改进，这些都不会影响本发明实施的效果和专利的实用性。