高频功率放大模块以及通信装置的制作方法

本发明涉及应用了同时使用频率不同的多个频段的电波的载波聚合的通信装置中的高频功率放大模块以及该通信装置。

背景技术：

在移动电话终端等移动站与无线中继基站之间进行的无线通信中，实施了同时使用频率不同的多个频段的电波的载波聚合。例如，专利文献1中示出了涉及用于载波聚合的前端电路的发明。

根据载波聚合技术，例如，以10mhz宽度、20mhz宽度等频带(信道)为基本单位，同时使用频率不同的多个信道来进行通信。由此，能在实质上进行宽频带的通信，并产生“通信的高速化·稳定和”、“频率分集效果”、“统计多路复用效果”等优点。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特表2014-526847号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

例如，在lte(longtermevolution：长期演进)-advanced(国际电信联盟无线通信部门(itu-r)所使用的标准)中，在使用2个频段来进行载波聚合时，存在由第1频段的发送信号和第2频段的发送信号引起的互调失真的频带与第2频段的接收信号的频带重叠的情况。

此处，若以第1频段的发送频带为f1、第2频段的发送频带为f2进行概括表示，则在f1＞f2时，以

f1-f2…imd2

2*f2-f1…imd3

3*f2-f1…imd4

3*f2-2*f1…imd5

4*f2-3*f1…imd7

等表示的互调失真imd2、imd3、imd4、imd5、imd7在移动终端等通信设备的发送信号路径上产生。并且，存在该互调失真的频带与第2频段的接收信号的频带重叠的情况。

例如，在使用了lte的频段3(band3)与频段8(band8)的发送频带的载波聚合中，在移动终端中，互调失真imd4即频段8的发送频带的3倍频率与频段3的发送频带之差的频带(930～1035mz)的信号分量、与频段8的接收频带(925～960mhz)部分重叠。因此，上述互调失真imd4的分量重叠于频带8的接收信号，并输入至接收电路。其结果是，产生频带8的接收灵敏度大幅劣化的问题。

本发明的目的在于提供一种有助于抑制载波聚合中的由第1频段与第2频段的发送信号引起的互调失真的产生的高频功率放大模块以及具备该高频功率放大模块的通信装置，此外，本发明的目的还在于提供一种有助于防止因上述互调失真的信号重叠于移动终端等通信设备的接收信号而导致的接收灵敏度的劣化的高频功率放大模块以及具备该高频功率放大模块的通信装置。

解决技术问题的技术方案

本发明的高频功率放大模块的特征在于，其包括在至少同时使用第1频段与第2频段的电波的通信设备中，并配置有所述第1频段的第1高频功率放大器以及所述第2频段的第2高频功率放大器，

所述第1频段以及所述第2频段是以下频带：即，因输入至所述第1高频功率放大器的所述第1频段的发送频率与输入至所述第2高频功率放大器的所述第2频段的发送频率，而导致会产生与所述第2频段的接收频带重叠的频率的互调失真，

所述第2高频功率放大器具备切断所述第1频段的发送频率的信号的第1发送滤波器。

本发明的通信装置包括上述高频功率放大模块、以及与该高频功率放大模块相连接的高频电路。

发明效果

根据本发明，可抑制载波聚合中的由第1频段与第2频段的发送信号引起的互调失真的产生。此外，由此，可防止因互调失真的信号重叠于移动终端等通信设备的接收信号而导致的接收灵敏度的劣化。

附图说明

图1是示出包含实施方式1所涉及的高频功率放大模块的移动终端的高频电路部的结构的框图。

图2是示出级间滤波器22的通过特性的图。

图3是对具备级间滤波器22的高频电路部的、成为妨碍波的互调失真的改善效果进行测定的电路。

图4是示出有级间滤波器22时的妨碍波与imd4的关系、以及无级间滤波器22时的妨碍波与imd4的关系的图。

图5是示出lte的多个频段中的几个频段的发送频带与接收频带的图。

图6是示出用频段b1～b26中的2个频段来进行载波聚合时产生的互调失真的频带的图。

图7是示出实施方式2所涉及的第2高频功率放大器20的结构的框图。

图8是示出实施方式3所涉及的高频功率放大模块103的结构的框图。

图9是示出实施方式3所涉及的其他高频功率放大模块104的结构的框图。

图10是示出实施方式4所涉及的高频功率放大模块105的结构的框图。

图11是示出实施方式4所涉及的其他高频功率放大模块106的结构的框图。

图12是示出实施方式5所涉及的第2高频功率放大器55的结构的框图。

图13是示出实施方式6所涉及的第2高频功率放大器56的结构的框图。

具体实施方式

下面，参照附图例举出多个具体的示例，示出用于实施本发明的多个方式。在各图中，对同一部位标注相同标号。在实施方式2及其之后，省略与实施方式1共通内容的记载，对不同点进行说明。特别地，对于相同结构的相同作用效果，不再对每个实施方式依次进行言及。

《实施方式1》

图1是示出包含实施方式1所涉及的高频功率放大模块的移动终端的高频电路部的结构的框图。该移动终端的高频电路部包括高频功率放大模块101、天线共用器14、24、开关15、25、双工器30以及天线31。

高频功率放大器10、天线共用器14以及开关15是第1频段用的发送电路。此外，高频功率放大器20、天线共用器24以及开关25是第2频段用的发送电路。高频功率放大器10输入有第1频段的发送信号，高频功率放大器20输入有第2频段的发送信号。

高频功率放大模块101包括第1高频功率放大器10以及第2高频功率放大器20。第1高频功率放大器10与第2高频功率放大器20安装在共用的(单一的)基板上，并构成为1个高频功率放大模块101。然而，在第1高频功率放大器10与第2高频功率放大器20分别安装在不同基板上的情况下也能适用本发明。

高频功率放大模块101与高频电路即rfic(radiofrequencyintegratedcircuits：射频集成电路)201的规定的发送端口相连接。从该rfic201的发送端口向高频功率放大模块101输出规定的发送信号。

第1高频功率放大器10包括初级放大器11、级间滤波器12以及后级放大器13，第2高频功率放大器20包括初级放大器21、级间滤波器22以及后级放大器23。

初级放大器11对第1频段的发送信号进行前置放大并驱动后级放大器13。级间滤波器12是使第1频段的发送信号通过、并且切断第2频段的发送频率的信号的滤波器。该级间滤波器12是本发明所涉及的“第2发送滤波器”的一个示例。后级放大器13对通过了级间滤波器12的信号进行功率放大。同样地，初级放大器21对第2频段的发送信号进行前置放大并驱动后级放大器23。级间滤波器22是使第2频段的发送信号通过、并且切断第1频段的发送频率的信号的滤波器。该级间滤波器22是本发明所涉及的“第1发送滤波器”的一个示例。后级放大器23对通过了级间滤波器22的信号进行功率放大。级间滤波器22的特性与作用将在后文阐述。

lna(低噪声放大器)16对第1频段的接收信号进行放大，lna26对第2频段的接收信号进行放大。从lna16输出放大后的第1频段的接收信号，从lna26输出放大后的第2频段的接收信号。lna16、26的输出与rfic201的规定的接收信号端口相连接。天线共用器14对第1频段的发送信号与接收信号进行分波，天线共用器24对第2频段的发送信号与接收信号进行分波。上述天线共用器14、24由使发送信号通过的低通滤波器与使接收信号通过的高通滤波器构成。

开关15是所谓的spxt(singlepolexthrough：单极x通过，1对多)高频开关，具有多个独立端口与1个公共端口。高频开关15选择与多个独立端口相连接的通信电路的任一个，来与公共端口连接。同样地，开关25也是spxt高频开关，具有多个独立端口与1个公共端口。高频开关25选择与多个独立端口相连接的通信电路的任一个，来与公共端口连接。在图1中，省略了与连接了天线共用器14、24的独立端口以外的端口相连接的电路的图示。

双工器30是对第1频段的收发信号与第2频段的收发信号进行分波的分波器。双工器30由使第1频段的收发信号通过的高通滤波器、与使第2频段的收发信号通过的低通滤波器构成。另外，该高通滤波器也可以是带通滤波器。此外，该低通滤波器也可以是带通滤波器。

天线31是在第1频段与第2频段的频带中使用的双频天线或宽频带天线。

在图1中，若第1高频功率放大器10接近第2高频功率放大器20，则第1高频功率放大器10与第2高频功率放大器20例如如虚线的耦合路径cpf所示，经由空间进行不必要的耦合。

由此，第2频段的发送信号与第1频段的发送信号输入至第2高频功率放大器20。若级间滤波器22是仅具有使第1频段的发送频带通过的通过特性的滤波器，则因初级放大器21及后级放大器23的非线性，而产生由上述第2频段的发送信号与第1频段的发送信号引起的互调失真分量。

在上述状况下，上述互调失真分量根据天线共用器24的发送端口与接收端口之间的隔离度，从天线共用器24的接收端口输出(泄漏)。因此，该互调失真分量(图1中所示的imd)从天线共用器24的接收信号端口输出，与第2频段的接收信号重叠。其结果是，若上述互调失真分量的频带与第2频段的接收频带重叠，则第2频段的接收灵敏度发生劣化。由此，以下将与第2频段的接收频带重叠的互调失真分量称为“成为妨碍波的互调失真分量”

与此相对，根据本实施方式，级间滤波器22具有切断(衰减)第1频段的发送频率的信号的通过特性。因此，能使后级放大器23中的第1频段的发送频率的信号衰减，从而抑制成为上述妨碍波的互调失真分量的产生。

图2是示出上述级间滤波器22的通过特性的图。该示例中，lte的频段3是第1频段，频段8是第2频段。级间滤波器22使以频率fa～fb示出的第2频段(频段8)的发送频带(880mhz～915mhz)通过。此外，级间滤波器22在频率fp具有衰减极，并使以频率fc～fd示出的第1频段(频段3)的发送频带(1710mhz～1785mhz)衰减至约-35db。

由于级间滤波器22插入在后级放大器23的前级，因此即使第1频段的发送信号经由空间输入至第2高频功率放大器20的输入部，也能用级间滤波器22使该第1频段的发送信号衰减。即，能去除因来自外部的绕回而产生的第1频段的发送信号分量，并能抑制第2高频功率放大器20的后级放大器23中的、成为妨碍波的互调失真分量的产生。

另外，只要级间滤波器22的第1频段的发送信号的衰减量能满足所希望的imd特性即可，但优选具有-50db的衰减量。

此外，在高频放大器20能对多个频带的信号进行放大的情况下，优选级间滤波器22的通过特性可变。

此外，天线共用器24的发送端口与接收端口之间的隔离度一般能确保为-45db，因此能与上述级间滤波器22中的衰减量-35db一并确保为-80db。因此，第1高频功率放大器10与第2高频功率放大器20之间所需的空间隔离度得以缓和。因此，能容易地进行第1频段的收发路径及第2频段的收发路径的布局。例如，不需要为了提高第1高频功率放大器10与第2高频功率放大器20的空间隔离度而扩大两者间的物理距离这样的设计，高频功率放大器的设计变得较为容易。因此，也能构成将第1高频功率放大器10以及第2高频功率放大器20设置于同一基板的模块。

接着，示出在第2高频功率放大器20内具备具有图2所示的特性的级间滤波器22的高频电路部的、成为妨碍波的互调失真的改善效果的测定结果。

图3是该测定电路。此处，第2高频功率放大器20的输入部与耦合器44相连接。耦合器44的第1输入部经由带通滤波器43与第1信号发生电路41相连接。耦合器44的第2输入部与第2信号发生电路42相连接。第1信号发生电路41产生频段8的发送频带的中心频率即897.5mhz的信号。第2信号发生电路42产生频段3的发送频带的中心频率即1750mhz的信号。第2高频功率放大器20的输出部与天线共用器24的发送信号端口相连接。天线共用器24的接收信号端口与频谱分析仪32相连接。此外，天线共用器24的共用端口被电阻终止。

使用这样的测定电路，来对使妨碍波即1750mhz的信号强度变化时的天线共用器24的接收信号端口的输出信号强度进行测定。此外，在第2高频功率放大器20中没有设置级间滤波器22的情况下，进行同样的测定。

图4是示出其结果的图。图4的横轴是产生互调失真的妨碍波“attacker”的强度。图4的纵轴是因上述“attacker”而产生的imd4的强度。另外，本实施例中的妨碍波是第1频段的发送波。在图4中，连接以三角形标记绘制出的点的线是没有级间滤波器22时的特性，连接以菱形标记绘制出的点的线是具备级间滤波器22时的特性。任一情况下，897.5mhz的信号强度均为23dbm。

如图4所示，通过设置级间滤波器22，从而将imd4改善了约35db。

此外，若将因高频功率放大器中产生的imd噪声电平所导致的接收灵敏度的劣化允许量设为-3db，则与此相对应的imd的噪声电平为-165dbm。如图4所示，在对第1高频功率放大器与第2高频功率放大器的“attacker”为-50dbm时，imd的噪声电平成为-165dbm。

另一方面，根据规格将高频功率放大器的最大输出设为了20dbm，因此最终将第1高频功率放大器与第2功率放大器的隔离度配置为成为-70db以内的隔离度的物理距离时，imd的噪声电平成为-165dbm以下。即，因imd噪声电平所导致的接收灵敏度的劣化收敛于-3db。因此，只要将第1高频功率放大器10与第2高频功率放大器20配置为能确保-70db的隔离度的距离即可。

以上所示的示例中，示出了进行lte-advanced中的频段3与频段8的载波聚合时的互调失真imd4的改善。本发明并不限于此，同样能适用于用如下关系的第1频段与第2频段来进行载波聚合的情况，即：因输入至第1高频功率放大器的第1频段的发送频率与输入至第2高频功率放大器的第2频段的发送频率，而产生成为妨碍波的互调失真。

图5及图6中，示出在lte-advanced中成为上述“产生成为妨碍波的互调失真的关系”的第1频段与第2频段的示例。图5是示出lte的多个频段中的几个频段的发送频带与接收频带的图。图6是示出用上述频段b1～b26中的2个频段来进行载波聚合时产生的互调失真的频带的图。2个频段的频带f1、f2与互调失真imd2、imd3、imd4、imd5、imd7的关系如上文中示出的那样。

在图6中，阴影所示的频带是与第2频段的接收频带重叠的互调失真的频带。例如，在第1频段为b3、第2频段为b5时，imd2的频带886mhz～936mhz、及861mhz～961mhz与第2频段b5的接收频带869mhz～894mhz重叠，因此上述b3与b5是“产生成为妨碍波的互调失真的关系”。此外，例如，在第1频段为b8、第2频段为b20时，imd7的频带583mhz～808mhz与第2频段b20的接收频带791mhz～821mhz重叠，因此上述b8与b20也是“产生成为妨碍波的互调失真的关系”。

《实施方式2》

图7是示出实施方式2所涉及的第2高频功率放大器20的结构的框图。其他电路部(移动终端的高频电路部)的结构如实施方式1中图1所示的那样。

图7所示的第2高频功率放大器20包括前级滤波器22a、初级放大器21、级间滤波器22b以及后级放大器23。前级滤波器22a使第2频段的发送频带的信号通过，并切断产生成为妨碍波的互调失真的第1频段的发送频带的信号。因此，即使第1频段的发送信号经由空间与高频功率放大器20的输入部耦合，也能用前级滤波器22a抑制该第1频段的发送信号分量，从而抑制互调失真的产生。

优选级间滤波器22b也具备切断第1频段的发送频带的特性。由此，可提高输入至后级放大器23的第1频段的发送信号分量的抑制效果。

另外，也可以在后级放大器23的输出侧(后级)设置切断第1频段的发送频带的滤波器。该情况下，即使第1频段的发送信号经由空间直接输入至后级放大器23，也能利用上述滤波器抑制第1频段的发送信号分量，从而实现抑制后级放大器23的互调失真的产生的效果。

《实施方式3》

图8是示出实施方式3所涉及的高频功率放大模块103的结构的框图，图9是示出实施方式3所涉及的其他高频功率放大模块104的结构的框图。其他电路部(移动终端的高频电路部)的结构如实施方式1中图1所示的那样。

图8所示的高频功率放大模块103包括第1高频功率放大器10、第2高频功率放大器20以及滤波器40。

第1高频功率放大器10包括初级放大器11、级间滤波器12以及后级放大器13。第2高频功率放大器20包括初级放大器21、级间滤波器22以及后级放大器23。上述结构与实施方式1中所示的结构相同。

在后级放大器13、23的电源端子与电源线之间分别连接有扼流线圈l13、l23。同样地，在初级放大器11、21的电源端子与电源线之间分别连接有扼流线圈l11、l21。

在上述电源线与接地之间连接有滤波器40。该滤波器40由电容器c1及电感器l1的串联电路构成，并使第1频段的发送频率的信号衰减。

高频放大器10、20的电源线彼此相连，具有公共的供电路径。因此，在没有上述滤波器40的情况下，第1频段的发送信号经由电源线泄漏至第2高频功率放大器20的初级放大器21，导致第2高频功率放大器20的输出信号(第2频段的发送信号)与第1频段的发送信号重叠。其结果是，有可能在第2功率放大器20中产生由第1频段的发送信号与第2频段的发送信号引起的互调失真。

通过具备上述滤波器40，如图8中虚线的箭头所示，能用滤波器40抑制上述第1频段的发送信号(噪声)。因此，抑制了第2高频功率放大器20中的互调失真的产生。

图9所示的高频功率放大模块104包括第1高频功率放大器10、第2高频功率放大器20以及滤波器40。与图8所示的示例不同，滤波器40连接在第2高频功率放大器20的后级放大器23的电源线附近。由此，通过具备滤波器40，如图9中虚线的箭头所示，能用滤波器40抑制第1频段的发送信号(噪声)。因此，抑制了第2高频功率放大器20中的互调失真的产生。特别是如图9所示的示例那样，通过在第2高频功率放大器20的后级放大器23的电源线附近设置滤波器，从而能有效地抑制向后级放大器23输入的第1频段的发送信号(噪声)，其结果是，有效地抑制了互调失真的产生。

图8、图9所示的示例中，用lc串联电路构成了滤波器40，然而也可以采用除此以外的各种结构。例如，可以由与电源线串联连接的电感器、及与接地并联连接的电容器来构成，也可以由lc并联电路来构成。此外，也可以由与电源线串联连接的电感器来构成。电感器也可以是在铁氧体基材上形成有线圈图案的所谓的片式铁氧体磁珠(chipferritebead)。

《实施方式4》

实施方式4中，示出具备在不经由级间滤波器的路径中传输信号的旁路电路的高频功率放大模块的示例。此外，示出能对级间滤波器的滤波特性进行变更的高频功率放大模块的示例。

图10是示出实施方式4所涉及的高频功率放大模块105的结构的框图。图11是示出实施方式4所涉及的其他高频功率放大模块106的结构的框图。

图10、图11所示的高频功率放大模块105、106例如与实施方式1中图1所示的高频电路部的高频功率放大模块101置换。

在图10所示的高频功率放大模块105中，第1高频功率放大器10包括初级放大器11、开关17、18、级间滤波器12a、12b、12c、旁路电路19以及后级放大器13。此外，第2高频功率放大器20包括初级放大器21、开关27、28、级间滤波器22a、22b、22c、旁路电路29以及后级放大器23。

级间滤波器12a、12b、12c均使上述成为妨碍波的互调失真分量衰减，但是各自的滤波特性不同。

旁路电路19、29是不具有在使用频带中进行滤波的功能(不以规定频带的衰减为目的)的电路。例如，可以是包含电感器、电容器、或这两者的阻抗匹配电路，也可以是单纯的传输线路。

对于不需要在使用频带中进行滤波的功能的通信方式，开关17、18选择旁路电路19，而非级间滤波器12a、12b、12c。此外，开关27、28选择旁路电路29，而非级间滤波器22a、22b、22c。由此，与对级间滤波器进行路径选择的情况相比，降低了插入损耗，因此能选择低损耗的路径。

不需要在使用频带中进行滤波的功能的通信方式例如是使用产生成为上述妨碍波的互调失真分量的频带以外的频带的通信方式，或者是天线共用器14、24(参照图1)能使成为上述妨碍波的互调失真分量充分衰减的通信方式。使用上述通信方式时，选择旁路电路19、29而非级间滤波器，从而能降低插入损耗。

用ic(integratedcircuit：集成电路)控制开关17、18、27、28的切换。ic具有判断使用频带的功能与控制开关的切换的功能。上述ic对最终抑制了成为妨碍波的互调失真分量的产生的滤波特性进行判定，并根据其结果，利用开关17、18、27、28选择规定的级间滤波器。此外，ic对是否是产生成为上述妨碍波的互调失真分量的频带进行判断，或者对天线共用器14、24是否能使成为上述妨碍波的互调失真分量充分衰减进行判断，并根据其结果控制开关17、18、27、28是选择级间滤波器、还是选择旁路电路。上述ic是rf(radiofrequency：射频)ic、bb(baseband：基带)ic、pa控制ic、应用处理器等。

在图11所示的高频功率放大模块106中，第1高频功率放大器10包括初级放大器11、开关17、18、级间滤波器12v、旁路电路19以及后级放大器13。此外，第2高频功率放大器20包括初级放大器21、开关27、28、级间滤波器22v、旁路电路29以及后级放大器23。

级间滤波器12v、22v是设为滤波特性可变的可变滤波电路。由此，也可以构成为使用可变滤波电路作为级间滤波器，并用ic来控制可变滤波电路的滤波特性，以使得成为上述妨碍波的互调失真分量有效地衰减。此外，可变滤波电路22v兼有切断第2频段的接收频率的信号的功能。因此，充分抑制了从第2高频功率放大器20输出的第2频段的接收频率的信号(噪声)。由此，抑制了因第2频段的接收频率的信号(噪声)绕回至第2频段的接收电路而导致的第2频段的接收灵敏度的下降。

作为可变滤波器的结构，包含将可变电感器、可变电容器这样的可变电抗电路连接至固定滤波器的方式等。

另外，也可以仅将实施方式1中图1所示的第1高频功率放大器10置换为图10或图11所示的第1高频功率放大器10。即，图1的第2高频功率放大器20可以保持图1的结构。第2高频功率放大器20将级间滤波器设为路径的可能性较高。此外，若追加旁路电路则导致模块大型化。因此，仅将需要旁路电路的可能性较高的第1高频功率放大器10置换为图10或图11的第1高频功率放大器10，从而抑制了插入损耗，且与对第1高频功率放大器10及第2高频功率放大器20双方追加滤波器旁路电路的情况相比，能实现小型化。

此外，也可以仅将实施方式1中图1所示的第2高频功率放大器20置换为图10或图11的第2高频功率放大器20。即，图1的第1高频功率放大器10可以保持图1的结构。

另外，实际的高频信号的发送中，并不限于使用分配给通信频段的发送频带的整个频率宽度来进行发送。例如，按照3gpp(thirdgenerationpartnershipproject：第三代合作伙伴计划)的标准，能从相当于发送调制频带的带宽的信道带宽(频率带宽)即1.4mhz、3mhz、5mhz、10mhz、15mhz及20mhz中选择信道带宽(频率带宽)，来进行发送。该情况下，所选择的发送调制频带相当于使用频带。上述级间滤波器可仅以发送频带中所使用的发送调制频带为通频带，并可以使所使用的发送调制频带以外的发送频带及接收频带衰减。

此外，图10所示的第1高频功率放大器10及第2高频功率放大器20所具备的级间滤波器(12a、12b、12c、22a、22b、22c)的个数是示例，并不限于图10所示的个数，也可以是任意个。此外，图10所示的第1高频功率放大器10及第2高频功率放大器20所具备的旁路电路19、29的个数也是示例，也可以是任意个。

此外，图11所示的第1高频功率放大器10及第2高频功率放大器20所具备的级间滤波器(12v、22v)的个数是示例，并不限于图11所示的个数，也可以是任意个。此外，图11所示的第1高频功率放大器10及第2高频功率放大器20所具备的旁路电路19、29的个数也是示例，也可以是任意个。

《实施方式5》

实施方式5中，示出具备包含切断第2频段的接收频率的信号的接收滤波器在内的第2高频功率放大器的高频功率放大模块。

图12是示出实施方式5所涉及的第2高频功率放大器55的结构的框图。其他电路部(移动终端的高频电路部)的结构如实施方式1中图1所示的那样。

图12所示的第2高频功率放大器55包括初级放大器21、级间滤波器22、接收滤波器52以及后级放大器23。级间滤波器22是使第2频段的发送信号通过、并切断产生成为妨碍波的互调失真的第1频段的发送频带的信号的滤波器(第1发送滤波器)。接收滤波器52切断第2频段的接收频率的信号。因此，充分抑制了从第2高频功率放大器55输出的第2频段的接收频率的信号(噪声)。由此，抑制了因第2频段的接收频率的信号(噪声)绕回至第2频段的接收电路而导致的第2频段的接收灵敏度的下降。

本实施方式中，初级放大器21的后级连接有接收滤波器52，因此即使在因初级放大器21的谐波失真而导致产生了第2频段的接收频率的信号(噪声)的情况下，也能抑制该信号(噪声)。此外，初级放大器21的输出电平相对比第2高频功率放大器55的输出电平要低，因此接收滤波器52可以是与这样的低功率相对应的电路。即，接收滤波器52的设计上的自由度较高。

另外，本实施例中，分开设置了级间滤波器22与接收滤波器52，然而也可以统一为1个滤波器，并使该滤波器具有级间滤波器22与接收滤波52的功能。该情况下，上述统一后的滤波器是固定滤波器，并对产生互调失真的发送波、与在初级放大器21中所产生的接收频带的噪声进行滤波。该情况下，固定滤波器用带通滤波器或带阻滤波器等来实现。或者，也可以使上述统一后的滤波器起到可变滤波器的作用，来对产生互调失真的发送波、与在初级放大器21中所产生的接收频带的噪声进行滤波。

《实施方式6》

实施方式6中，示出具备包含切断第2频段的接收频率的信号的接收滤波器在内的第2高频功率放大器的高频功率放大模块。

图13是示出实施方式6所涉及的第2高频功率放大器56的结构的框图。其他电路部(移动终端的高频电路部)的结构如实施方式1中图1所示的那样。

图13所示的第2高频功率放大器56包括初级放大器21、级间滤波器22、后级放大器23以及接收滤波器52。级间滤波器22是使第2频段的发送信号通过、并切断产生成为妨碍波的互调失真的第1频段的发送频带的信号的滤波器(第1发送滤波器)。接收滤波器52切断第2频段的接收频率的信号。因此，充分抑制了从第2高频功率放大器55输出的第2频段的接收频率的信号(噪声)。

本实施方式中，后级放大器23的后级连接有接收滤波器52，因此即使在后级放大器23中也产生了第2频段的接收频率的信号(噪声)的情况下，也能使该信号(噪声)衰减。

最后，上述实施方式的说明在所有内容上均为举例表示，而不是限制性的。对本领域技术人员而言能进行适当的变形及变更。例如，不同的实施方式中所示的结构可以进行部分置换或者组合。本发明的范围由权利要求的范围来表示，而并非由上述实施方式来表示。此外，本发明的范围还包括在权利要求的范围内及等同的范围内的来自实施方式的变更。

标号说明

c1电容器

cpf、cpr耦合路径

l1电感器

l11、l12扼流线圈

l13、l23扼流线圈

10第1高频功率放大器

11、21初级放大器

12、12a、12b、12c级间滤波器(第2发送滤波器)

22、22a、22b、22c级间滤波器(第1发送滤波器)

12v级间滤波器(变频滤波器)

22v级间滤波器(变频滤波器)

13、23后级放大器

14、24天线共用器

15、25开关

16、26lna

17、27开关

18、28开关

19、29旁路电路

20第2高频功率放大器

22a前级滤波器

22b级间滤波器

30双工器

31天线

32频谱分析仪

40滤波器

41第1信号发生电路

42第2信号发生电路

43带通滤波器

44耦合器

52接收滤波器

55、56第2高频功率放大器

101、103、104高频功率放大模块

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