载噪比检测电路以及接收电路的制作方法

本公开的一个方式涉及一种接收fm等振幅固定的调制方式的无线信号的无线接收机等所具备的载噪比检测电路以及接收电路。

背景技术：

以往，在接收fm(frequencymodulation：调频)广播的车载收音机中，一般来说进行如下处理等的信号处理：根据接收到的无线信号电压，来降低声音信号的输出电压(声音输出电压)(静噪(mute))，或降低声音的高频成分的电压(高频截止(highcut))。其理由是为了缓解在低电场的环境下变得刺耳的噪声。

例如，当汽车在行驶中进入隧道时，车载收音机的天线周围的电场强度突然下降。此时，若进入隧道之前的声音输出电压与在隧道内的声音输出电压相同，则在隧道内会听见与进入隧道之前相比而言非常大的噪声而不舒服。因此，在车载收音机中，检测出接收到的无线信号电压降低，进行降低声音输出电压的信号处理(静噪)。降低声音的高频成分的电压的信号处理(高频截止)也是基于相同的目的来进行的。

另外，近年来，作为车载收音机的天线，不仅使用以往的杆式天线(例如，具有75厘米左右的长度)，还使用鲨鱼鳍式天线(sharkfinantenna)等小型天线(例如，具有10厘米左右的长度)。

在小型天线的情况下，为了弥补天线元件的小型化所导致的天线元件的接收增益的下降，结合使用对接收信号进行放大的天线放大器。将这种伴有天线放大器的天线称为“有源天线(activeantenna)”。有源天线的天线放大器不仅对包含广播波的无线信号进行放大，还对噪声进行放大。即，与杆式天线相比，在有源天线中存在如下不同：噪声基底(noisefloor)升高，因此即使在低电场环境下，无线信号电压也难以降低。

该无线信号电压有时被用作对上述的声音信号处理的应用进行判断的基准(动作点)。作为表示无线信号电压的指标，存在“信号强度(s-meter)”。在本说明书中，后面将无线接收机中进行调谐和解调的接收信道的无线信号电压称为“信号强度”。

对于有天线放大器的情况和无天线放大器的情况而言，即使接收信号的输入电平是相同程度，也会由于天线放大器的增益而导致无线信号电压(信号强度)产生差。因而，在无线接收机的进行声音信号处理的软件中设定成基于与无天线放大器时的信号强度对应的动作点来对声音信号实施静噪的情况下，虽然在无天线放大器的情况下静噪起作用，但是在有天线放大器的情况下发生静噪不起作用的情况。

因此，例如在有源天线(有天线放大器的情况)中产生如下等的问题：即使在隧道内行驶时，也不进行适当的信号处理，噪声变吵。

作为针对该问题的对策，在使用天线放大器时，只要与天线放大器的增益相应地变更信号处理的动作点即可。并且，期望的是，不使用作为单纯的无线信号电压的信号强度，而是使用载波对噪声比(载噪比(cn比)：carriertonoiseratio)来作为表示接收到的无线信号的质量的指标，来进行声音信号处理的控制。

作为检测载噪比的以往技术，提出了以下方法：对接收到的数字广播信号进行解调来得到测定星座图(constellation)，测定解调得到的测定星座图与理论星座图之间的误差量(功率比)来作为以一对一的方式与载噪比对应的调制误差比(mer：modulationerrorratio)(例如，参照专利文献1)。

另外，作为检测载噪比的另一以往技术，提出了以下方法：从对输入信号进行解调所得到的基带信号中提取信号频带外的噪声成分，基于提取出的噪声水平来显示输入电波的接收水平(对应于载噪比)(例如，参照专利文献2)。

专利文献1：日本特开2002-124931号公报

专利文献2：日本特开平5-63593号公报

技术实现要素：

本公开提供一种能够高精度地计算fm广播的接收信号的载噪比的载噪比检测电路以及接收电路。

本公开的一个方式所涉及的载噪比检测电路具有电压检测部、平均化部、时间变动幅度计算部以及载噪比计算部。电压检测部测定信号的输入电压。平均化部计算规定时间内的输入电压的平均值。时间变动幅度计算部计算上述规定时间内的输入电压的时间变动幅度。载噪比计算部使用输入电压的平均值和时间变动幅度来计算信号的载噪比。

本公开的一个方式所涉及的接收电路具有解调部、载噪比检测电路以及声音信号处理部。解调部对接收信号进行解调。载噪比检测电路计算该接收信号的载噪比。声音信号处理部按照计算出的载噪比，来进行针对解调后的接收信号的声音信号处理。上述载噪比检测电路包括电压检测部、平均化部、时间变动幅度计算部以及载噪比计算部。电压检测部测定接收信号的输入电压。平均化部计算规定时间内的输入电压的平均值。时间变动幅度计算部计算上述规定时间内的输入电压的时间变动幅度。载噪比计算部使用输入电压的平均值和时间变动幅度来计算载噪比。

根据本公开，能够高精度地计算fm广播的接收信号的载噪比。

附图说明

图1是表示本发明人们所研究的无线接收机的结构的框图。

图2是对接收电路的无线信号电压进行测定的测定系统的框图。

图3是表示本发明人们所研究的无线接收机中的信号强度的测定结果的图。

图4是表示实施方式1所涉及的无线接收机的结构的框图。

图5是表示实施方式1中的载噪比的测定结果的图。

图6是表示实施方式2所涉及的无线接收机的结构的框图。

图7是用于说明实施方式2中的时间变动幅度的校正处理的图。

图8是表示实施方式2中的信号强度的标准偏差的测定结果的图。

图9是表示实施方式2中的载噪比的测定结果的图。

图10是表示实施方式3所涉及的无线接收机的结构的框图。

图11是表示实施方式3中的输入60％调制信号时的信号强度和载噪比的测定结果的图。

图12是表示实施方式3中的输入70％调制信号时的信号强度和载噪比的测定结果的图。

图13是表示实施方式3中的输入80％调制信号时的信号强度和载噪比的测定结果的图。

图14是用于说明实施方式3中的信号强度与载噪比的对应关系的图。

图15是用于说明实施方式3中的判定处理和开关处理的图。

图16是表示实施方式3所涉及的无线接收机的其它结构的框图。

图17是实施方式4中的载噪比检测电路的框图。

图18是表示实施方式4中的载噪比和信号强度的测定结果的图。

具体实施方式

在说明本发明的实施方式之前，简单说明以往技术中的问题。

专利文献1所公开的方法以数字调制的无线方式为前提，进行同步检波来求出星座图符号(constellationsymbol)。因此，无法应用于作为模拟调制的无线方式的fm无线电广播。

另外，在专利文献2所公开的方法中，将信号频带外(高频侧)的信号利用带通滤波器来提取并进行fm解调后用作噪声电压(噪声成分)。然而，在fm无线电广播的情况下，有时在与接收信道相邻的信道(也就是说，信号频带外)存在强电平的干扰信号。因此，即使如专利文献2那样将接收信道的频带外的信号电压用作噪声成分，也难以高精度地测定载噪比。

[得出本公开的一个方式所涉及的发明的经过]

接着，在说明本公开的各实施方式之前，说明本发明人所进行的实验。

图1是表示本发明人所研究的无线接收机的结构的一例的框图。在无线接收机10中，天线11接收到的无线信号被输入到天线放大器12，天线放大器12的输出信号被输入到接收电路13。接收电路13将作为声音信号处理的输出的声音信号输出到扬声器14。通过以上的结构，无线接收机10将fm无线电广播作为无线信号来接收，从扬声器14输出广播内容的声音。

另外，在接收电路13中，前端电路(f/e电路)15适当进行从天线放大器12输出的无线信号的放大、频率变换、使用带通滤波器的滤波等。f/e电路15最终将接收对象的信道(接收信道)的频率的信号(fm调制信号)输出到解调部16和信号强度检测部17。

解调部16对从f/e电路15输入的信号进行fm解调，将得到的声音信号输出到声音信号处理部18。

信号强度检测部17根据从f/e电路15输入的信号来计算信号强度，将计算出的信号强度输出到声音信号处理部18。

声音信号处理部18按照从信号强度检测部17输入的信号强度，来对从解调部16输入的声音信号进行降低电压(静噪)或仅降低高频成分的电压(高频截止)等声音信号处理。即，声音信号处理部18将信号强度用作声音信号处理的动作点(应用处理的判断基准)。

接着，参照图2、图3来说明本发明人在实验室进行确认实验所得到的结果。

图2是表示与图1所示的无线接收机10的接收环境等效的无线信号电压的测定系统20的图。测定系统20包括标准信号源21、天线虚拟电路(antennadummycircuit)22、天线放大器23、接收电路24。在测定系统20中，标准信号源21的输出与天线虚拟电路22的输入部连接，天线虚拟电路22的输出与天线放大器23的输入部连接，天线放大器23的输出与接收电路24的输入部连接。

天线放大器23及接收电路24分别对应于图1所示的天线放大器12及接收电路13。

图3是接收电路24中的无线信号电压(信号强度)的测定结果。在图3中，示出使用天线放大器的情况下的测定结果(信号强度(有放大器))以及作为杆式天线的模拟而不使用天线放大器的情况下的测定结果(信号强度(无放大器))，以进行比较。

在图3中，将天线放大器23的增益设为10db。因此，如图3所示，使用天线放大器时的信号强度相比于不使用天线放大器时的同一输入电平下的信号强度高10db左右。

另外，如图3所示，在输入电平(在图2中相当于天线虚拟电路22的输出电压)为-20dbμv的附近，信号强度(无放大器)下降至-3dbμv，但是信号强度(有放大器)仅下降至5dbμv。

因而，如果将信号强度用作应用声音信号处理的判断基准，则声音信号处理(静噪或高频截止等)进行动作的输入电平会根据是否有天线放大器而不同。

例如，在图3中，设声音信号处理的软件被设定成在信号强度为8dbμv以下的情况下应用声音信号处理。在该情况下，在不使用天线放大器的情况下，在输入电平为8dbμv以下时应用声音信号处理，但是在使用天线放大器时，在输入电平为-5dbμv以下时应用声音信号处理。即，根据是否有天线放大器，声音信号处理进行动作的输入电平有偏差。

另外，例如，在图3中，设声音信号处理的软件被设定成在信号强度为0dbμv以下的情况下应用声音信号处理。在该情况下，在不使用天线放大器的情况下，在输入电平为0dbμv以下时应用声音信号处理。另一方面，在使用天线放大器时，信号强度不会降低至0dbμv，因此不会应用声音信号处理。

如以上那样，若使用作为单纯的无线信号电压的信号强度，则当在弱电场的环境下使用天线放大器时，无法实施与不使用天线放大器时同等的声音信号处理。

因此，在本公开的各实施方式中说明以下的方法：使用载噪比来进行声音信号处理的控制，使得即使在弱电场的环境下使用天线放大器的情况下，也实施与不使用天线放大器时同等的声音信号处理。另外，本公开的一个方式所涉及的发明的目的在于针对fm等模拟调制方式的无线信号也高精度地计算载噪比。

下面，参照附图来详细说明本公开的方式所涉及的各种实施方式。

(实施方式1)

[无线接收机的结构]

图4是表示本实施方式所涉及的无线接收机的结构的框图。此外，在图4中，对与图1所示的无线接收机10的结构部相同的结构部标注相同标记并省略其说明。

图4所示的无线接收机100包括天线11、天线放大器12、接收电路101、扬声器14。

在无线接收机100中，天线11所接收到的无线信号被输入到天线放大器12，天线放大器12的输出信号被输入到接收电路101。接收电路101将作为声音信号处理的输出的声音信号输出到扬声器14。通过以上的结构，无线接收机100将fm无线电广播作为无线信号来接收，从扬声器14输出广播内容的声音。

[接收电路的结构]

接收电路101包括f/e电路15、解调部16、载噪比检测电路102、声音信号处理部18。

载噪比检测电路102计算从f/e电路15输入的信号的载噪比，将计算出的载噪比输出到声音信号处理部18。

声音信号处理部18按照从载噪比检测电路102输入的载噪比，来对从解调部16输入的声音信号进行降低电压(静噪)或者仅降低高频成分的电压(高频截止)等信号处理。具体地说，声音信号处理部18将从载噪比检测电路102输入的载噪比用作声音信号处理的动作点。

[载噪比检测电路的结构]

载噪比检测电路102包括电压检测部103、平均化部104、时间变动幅度计算部105、载噪比计算部106。

f/e电路15的输出信号被输入到载噪比检测电路102。另外，作为载噪比检测电路102的计算结果的载噪比被输出到声音信号处理部18。

在载噪比检测电路102中，电压检测部103测定输入电压。电压检测部103将测定出的输入电压输出到平均化部104和时间变动幅度计算部105。

在此，在电压检测部103中得到的输入电压只要是反映出接收信号的强度的值即可，不限于接收电路101中的特定部位处的电压值。另外，作为接收信号的输入电压，也可以是对测定出的电压值施加运算所得到的值。例如，能够将如以下那样的值用作本实施方式中的接收信号的输入电压。

即，输入电压既可以是f/e电路15的后级的基带信号的电压，也可以是接收电路101的f/e电路15的前级的无线信号电压。例如，计算针对基带信号的电压反向计算f/e电路15中的处理(例如，lna(lownoiseamplifier：低噪声放大器)等)的增益或损耗所得到的值来作为无线信号电压(信号强度)。在本实施方式中，电压检测部103计算信号强度来作为输入电压。

平均化部104针对从电压检测部103输入的信号强度(输入电压)，对规定时间t0的期间内的电压进行平均化，来计算出规定时间t0内的信号强度的平均值s_ave。平均化部104将计算出的信号强度的平均值s_ave输出到载噪比计算部106。

时间变动幅度计算部105针对从电压检测部103输入的信号强度(输入电压)，计算规定的时间t0内的信号强度的时间变动幅度s_dev。时间变动幅度计算部105将计算出的信号强度的时间变动幅度s_dev输出到载噪比计算部106。

载噪比计算部106使用从平均化部104输入的信号强度的平均值s_ave以及从时间变动幅度计算部105输入的信号强度的时间变动幅度s_dev来计算载噪比。例如，载噪比计算部106如下式(1)那样，计算出信号强度的平均值s_ave的平方与信号强度的时间变动幅度s_dev的平方同常数n的积之比来作为载噪比(表达为c/n[db])。此外，在式(1)中，将s_ave和s_dev的单位设为伏特。

[数1]

在式(1)中，n是根据信号强度的时间变动幅度s_dev的计算方法而改变的任意的常数。例如，在信号强度的时间变动幅度s_dev被求作标准偏差的情况下，n＝2。另外，例如，在信号强度的时间变动幅度s_dev被求作信号强度的最大值s_max与最小值s_min之差(s_max-smin)的情况下，n＝1/2左右。

例如，在n＝2、且将信号强度的时间变动的标准偏差(后面为了简化而还称为“信号强度的标准偏差”)表达为s_devst的情况下，式(1)所示的载噪比表达为下式(2)。

[数2]

能够使用式(2)来计算载噪比的原因是，噪声的能量是作为信号强度的时间变动幅度而求出的。

具体地说，若假定信号强度的时间变动相对于电压呈正态分布，则噪声的平均能量与2×(信号强度的标准偏差的平方)成正比。在式(2)中，信号强度的标准偏差s_devst的平方乘以系数n＝2的理由是，标准偏差表示相对于呈正态分布的统计总体的平均值向上侧和下侧中的任一方的偏差的平均值。也就是说，信号强度升高的方向的噪声功率和信号强度降低的方向的噪声功率分别与信号强度的标准偏差的平方成正比，信号强度升高的方向的噪声功率与信号强度降低的方向的噪声功率相等。因而，噪声的总功率为信号强度升高的方向的功率与信号强度降低的方向的功率之和。由此，为了求出噪声的总功率，将系数n＝2与信号强度的标准偏差的平方相乘(参照参考文献：“コロナ社ディジタル移動通信の電波伝搬基礎(唐沢好男)”等)。

另外，取越长的计算时间t0，则越能够提高时间变动幅度计算部105中的标准偏差的计算精度。另一方面，在车载收音机的情况下，作为重要的因素，还需要考虑追随周围的电场变动来计算载噪比。另外，在通过数字处理来进行计算处理的情况下，计算精度由数据采样数决定。根据本发明人的评价，得到以下结果：通过将数据数设为30个样本以上，能够使载噪比的计算误差为2db以上的概率成为10％以下。虽然计算时间根据采样率而改变，但是只要是30×1000样本/秒(也就是说，30khz)以上的速率，就能够在1毫秒以内计算出来。因此，若考虑对于电场变动的追随和计算精度，则将平均化部104和时间变动幅度计算部105中的计算时间t0优选设定为1毫秒以下。

[载噪比检测电路的特性]

说明如以上那样构成的载噪比检测电路102的特性。

图5是本实施方式所涉及的载噪比检测电路102中的载噪比的测定结果。在图5中，示出使用天线放大器12的情况下的载噪比以及不使用天线放大器12的情况下的载噪比。另外，天线放大器12的增益是10db。

另外，图5所示的测定结果是本发明人在车载收音机调谐器上搭载载噪比检测电路102后实际测量得到的结果。此时，将电压检测部103设置于基带信号部内，将载噪比检测电路102微码化后进行了安装。

在图5中，可知在载噪比5db～40db的范围内，使用天线放大器的情况下的载噪比与不使用天线放大器的情况下的载噪比很一致。即，在载噪比检测电路102中，无论是否使用天线放大器，都能够针对同一输入电平计算出大致相同的载噪比。

如上所述，在图3的无线接收机中，根据是否有天线放大器，与同一输入电平对应的信号强度的值不同，因此存在根据是否有天线放大器而声音信号处理的内容不同的情况。与此相对，在本实施方式中，将图5所示的载噪比用作声音信号处理的动作点，由此声音信号处理部18不依赖于天线放大器的有无，在使用天线放大器时也能够进行与不使用天线放大器时同等的声音信号处理。

如以上那样，在本实施方式中，载噪比检测电路102使用接收信号的输入电压的平均值和时间变动幅度来计算该接收信号的载噪比。即，载噪比检测电路102使用接收信号的输入电压来计算载噪比。由此，在本实施方式中，能够不依赖于调制方式(模拟调制、数字调制)而求出载噪比。

另外，在本实施方式中，载噪比检测电路102使用接收信道的接收信号来计算载噪比，因此无需如专利文献2那样在fm无线电广播的情况下的接收信道以外的信道中另外提取噪声成分，就能够测定载噪比。由此，在本实施方式中，能够高精度地测定接收信道中的载噪比。

因此，根据本实施方式，能够高精度地计算fm广播的接收信号的载噪比。

另外，根据本实施方式，接收电路101能够使用在载噪比检测电路102中计算的载噪比来进行声音信号处理，因此，在使用天线放大器12的情况下，也能够与不使用天线放大器12的情况同样地适当进行弱电场的声音信号处理。

另外，如图5所示，不依赖于是否使用天线放大器，针对同一输入电平能够使用大致相同的载噪比来进行声音信号处理，因此在本实施方式中，能够避免如根据天线放大器的增益来变更声音信号处理的动作点那样的复杂处理。

另外，在本实施方式中，取代输入电压(例如，信号强度)，而使用表示接收信号的质量的载噪比来进行声音信号处理，因此能够接收车辆的电气设备噪声或车外的干扰电磁波来检测噪声电压高的状态。因此，在接收电路101中，能够按照考虑到噪声电压的载噪比来适当进行静噪和高频截止等声音信号处理，从而在无线接收机100中能够消除从扬声器14输出的声音的不协调感。

此外，在本实施方式中，例示了将载噪比检测电路102设置于对基带信号进行处理的数字电路内的情况，但是也能够将载噪比检测电路102设置于对中频信号或无线信号进行处理的rf模拟电路内。在该情况下，能够使用低通滤波器(lpf：lowpassfilter)或峰值保持电路等来实现平均化部104和时间变动幅度计算部105。

(实施方式2)

[无线接收机的结构]

图6是表示本实施方式所涉及的无线接收机200的结构的框图。此外，在图6中，对与实施方式1(图4)相同的结构标注相同的标记并省略其详细说明。

本实施方式与实施方式1的不同点在于：在f/e电路15与解调部16之间设置有带通滤波器201；以及在载噪比检测电路102内设置有时间变动幅度校正部202。

在无线接收机200的接收电路101中，带通滤波器201从由f/e电路15输出的fm调制信号中仅提取接收对象的频带(接收信道)的信号，将提取出的信号选择性地输出到解调部16和载噪比检测电路102。另外，带通滤波器201将所设定的带宽bpf_bw输出到载噪比检测电路102的时间变动幅度校正部202。

在载噪比检测电路102中，电压检测部103与带通滤波器201的输出端电连接，测定从带通滤波器201输出的电压，并与实施方式1同样地将该电压换算为信号强度。在本实施方式中也将由电压检测部103计算出的信号强度作为输入电压。

时间变动幅度校正部202根据从带通滤波器201输入的带宽bpf_bw对从时间变动幅度计算部105输入的信号强度的时间变动幅度s_dev(或信号强度的标准偏差s_devst)进行校正，将信号强度的校正后的时间变动幅度s_dev_cor(或者信号强度的校正后的标准偏差s_devst_cor)输出到载噪比计算部106。具体地说，在信号强度的时间变动幅度s_dev的值低于根据带宽bpf_bw设定的基准值(下面，设为噪声电平基准值n_lv)的情况下，时间变动幅度校正部202将信号强度的时间变动幅度s_dev的值校正为噪声电平基准值n_lv。

载噪比计算部106使用从平均化部104输入的信号强度的平均值s_ave以及从时间变动幅度校正部202输入的信号强度的校正后的时间变动幅度s_dev_cor(或信号强度的校正后的标准偏差s_devst_cor)来计算载噪比。具体地说，载噪比计算部106只要将式(1)内的信号强度的时间变动幅度s_dev置换为信号强度的校正后的时间变动幅度s_dev_cor来使用即可。或者，载噪比计算部106只要将式(2)内的信号强度的标准偏差s_devst置换为信号强度的校正后的标准偏差s_devst_cor来使用即可。

[时间变动幅度的校正处理]

在时间变动幅度校正部202中预先设定有与带通滤波器201的带宽bpf_bw对应的噪声电平基准值n_lv。

然后，时间变动幅度校正部202将从时间变动幅度计算部105输入的信号强度的时间变动幅度s_dev与噪声电平基准值n_lv的大小进行比较。图7表示时间变动幅度校正部202中的s_dev与n_lv的比较结果以及基于比较结果的输出值。

即，在信号强度的时间变动幅度s_dev为噪声电平基准值n_lv以上的情况下，时间变动幅度校正部202直接输出信号强度的时间变动幅度s_dev(事例1：无校正)。另一方面，在信号强度的时间变动幅度s_dev小于噪声电平基准值n_lv的情况下，时间变动幅度校正部202输出噪声电平基准值n_lv来作为信号强度的校正后的时间变动幅度s_dev_cor(事例2：有校正)。

在时间变动幅度校正部202中进行信号强度的时间变动幅度的校正的目的是，使载噪比的测定范围扩展至载噪比低的区域(低载噪比区域)。

具体地说，输入电压(信号强度)的时间变动幅度s_dev表示噪声电压，因此原理上来说应该不会降低到根据由带通滤波器201的带宽bpf_bw规定的热噪声的功率(ktb：k是玻尔兹曼常数，t是绝对温度，b是带宽(即bpf_bw))来决定的电压以下。

但是，当接收的无线信号电压降低而变为低载噪比区域(主要是载噪比：10db以下)时，信号强度的时间变动幅度s_dev逐渐降低。图8表示信号强度的标准偏差s_devst的输入电平特性的实测结果。

信号强度的时间变动幅度s_dev在低载噪比区域中逐渐降低的原因是，信号强度的值变得接近电压下限(0v)，信号强度的时间变动的分布偏离于正态分布。认为在该状态下从信号强度的时间变动幅度计算部105输出的信号强度的时间变动幅度s_dev未表现出实际的噪声电平。

信号强度的时间变动幅度s_dev越降低，则低载噪比区域中的载噪比表现得越高于实际的值。因此，与其它区域相比，在低载噪比区域中载噪比的计算精度会变差。

因此，时间变动幅度校正部202预先设定噪声电平基准值n_lv来作为根据由带通滤波器201的带宽bpf_bw规定的热噪声的功率来决定的电压的下限值，使用噪声电平基准值n_lv来作为用于判断信号强度的时间变动幅度s_dev是否表现出适当的噪声电平的阈值。也就是说，在信号强度的时间变动幅度s_dev小于噪声电平基准值n_lv的情况下，时间变动幅度校正部202判断为信号强度的时间变动幅度s_dev的值不是适当的值，将噪声电平基准值n_lv作为信号强度的校正后的时间变动幅度s_dev_cor来输出。

图9是本实施方式所涉及的载噪比检测电路102中的载噪比的测定结果。在图9中，示出了进行信号强度的时间变动幅度的校正的情况下的载噪比以及不进行信号强度的时间变动幅度的校正的情况下的载噪比，以进行比较。另外，在图9中，示出不应用天线放大器12的情况。

如图9所示，可知在低载噪比区域(例如，载噪比：10db以下)，在未校正信号强度的时间变动幅度的情况下载噪比的测定值仅降低至5db，与此相对，在对信号强度的时间变动幅度进行了校正的情况下，载噪比下降至2db附近。也就是说，通过对信号强度的时间变动幅度进行校正，与未校正信号强度的时间变动幅度的情况相比，能够准确地确定实际的噪声电平，从而能够提高低载噪比区域中的载噪比的计算精度。

根据以上，在本实施方式中，在时间变动幅度校正部202中进行信号强度的时间变动幅度s_dev的校正，由此能够提高在载噪比的计算中使用的信号强度的时间变动幅度(噪声电平)的计算精度。由此，能够使载噪比的测定范围扩展至低载噪比区域，能够适当地进行低载噪比区域中的声音信号处理的动作点的设定。

因此，根据本实施方式，与实施方式1相比，能够更高精度地计算fm广播的接收信号的载噪比。

此外，在本实施方式中，也可以采用以下结构：接收电路101具备带宽不同的多个带通滤波器201，根据接收状态来区分使用带宽不同的带通滤波器201。

在该情况下，时间变动幅度校正部202只要预先保持与多个带通滤波器201的带宽中的各带宽对应的噪声电平基准值的表来使用与正在使用的带通滤波器201的带宽相应的噪声电平基准值即可。

通过设为这种结构，即使在弱电场或者存在相邻干扰信号时缩小接收带宽或反之加大接收带宽的情况下，载噪比检测电路102在低载噪比区域也能够高精度地检测载噪比。

(实施方式3)

图10是表示本实施方式所涉及的无线接收机300的结构的框图。此外，在图10中，对与实施方式1(图4)或实施方式2(图6)相同的结构标注相同的标记并省略其详细说明。

本实施方式与实施方式1的不同点在于：与实施方式2同样地在f/e电路15与解调部16之间设置有带通滤波器201；在载噪比检测电路102内设置有判定部301和开关302。

即，在载噪比检测电路102中，电压检测部103与实施方式2同样地将从带通滤波器201输出的电压换算为信号强度，将该信号强度作为输入电压。

判定部301将从电压检测部103输入的信号强度与从载噪比计算部106输入的载噪比进行比较，判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。判定部301将判定结果输出到开关302。

开关302是2输入1输出的开关。从电压检测部103输出的信号强度以及从载噪比计算部106输出的载噪比被输入到开关302。开关302基于判定部301的判定结果来选择信号强度和载噪比中的某一个，将所选择的值输出到声音信号处理部18。

具体地说，在判定部301中判定为处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，开关302输出信号强度，在判定部301中判断为不是处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，开关302输出载噪比。

[载噪比检测电路102的输出切换]

接着，说明判定部301和开关302中的输出切换处理的详情。

在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，由于带通滤波器201而导致输入信号的一部分缺失，因此处于声音的失真比较大的状态。另外，在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，由于输入信号的一部分缺失，在载噪比检测电路102内的时间变动幅度计算部105中，无法计算出适当的时间变动幅度来作为噪声电平。

也就是说，在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，载噪比检测电路102中计算出的载噪比的精度会变差。

下面，详细说明在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态下计算出的载噪比。

无线接收机300的接收信号是fm信号，因此载波的频率随时间变动。在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，载波的频率会反复地超出至带通滤波器201的通带外或返回至带通滤波器201的通带内。

因此，在对通过了带通滤波器201的信号的电压进行测定的电压检测部103中，所测定的电压也会瞬间性地下降。在该情况下，由电压检测部103测定的电压成为与输入信号的原本的电压相比明显低的值，因此输入电压(信号强度)的时间变动幅度变大。

即，在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，时间变动幅度计算部105的输出值s_dev为与带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽宽的情况(设为通常的状态)相比而言更大的值。

其结果，在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，载噪比计算部106中的载噪比的计算结果为与通常的状态下的载噪比的计算结果相比而言非常小的值。也就是说，在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下计算出的载噪比的精度变差，不适于在声音信号处理的控制中使用。

因此，判定部301在判定为处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，对开关302输出用于指示选择信号强度的控制信号(即判定结果)。开关302切换为将信号强度输出到声音信号处理部18的状态。

另一方面，判定部301在判定为带通滤波器201的带宽为输入信号的占用带宽以上的情况下，对开关302输出用于指示选择载噪比的控制信号(即判定结果)。开关302切换为将载噪比输出到声音信号处理部18的状态。

[判定部301中的判定处理]

接着，说明在判定部301中判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的方法。

图11～图13表示通常的状态以及带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态下的信号强度和载噪比的测定结果。

一般来说，使用最大频率偏移δf和调制频率fp来将fm调制信号的占用带宽b表示为占用带宽b＝2×(最大频率偏移δf+调制频率fp)。即，该占用带宽b为带通滤波器201的所需带宽b。

例如，在fm无线电广播中，最大频率偏移δf[khz]＝75[khz]×调制率r(调制率r通常表示为百分率(％))。例如，调制率r为30％的fm调制信号的最大频率偏移δf＝75×0.3＝22.5khz。

另外，在fm无线电广播中，在单音调制的情况下，调制频率fp最大为15khz(声音的频率带宽)，在立体声调制的情况下，调制频率fp最大为53khz(＝导频19khz×2+声音的最大频率15khz)。

将获取到图11～图13的数据的测定条件中的带通滤波器201的带宽设为120khz。另外，在图11～图13中，接收信号为fm单音调制(调制频率fp＝1khz)，将调制率分别设为60％、70％、80％。即，图11表示调制率为60％(通常的状态)时的信号强度和载噪比的时间特性，图12表示调制率为70％时的信号强度和载噪比的时间特性，图13表示调制率为80％时的信号强度和载噪比的时间特性。

在此，调制率60％时的所需带宽b(60％)＝2×(45+1)＝92[khz]，调制率70％时的所需带宽b(70％)＝2×(52.5+1)＝107[khz]，调制率80％时的所需带宽b(80％)＝2×(60+1)＝122[khz]。即，图11、图12表示通常的状态(带通滤波器201的带宽>所需带宽b)，图13表示带通滤波器201的带宽比所需带宽b窄的状态。

如图11所示，调制率为60％(所需带宽b＝92khz)时的载噪比的时间变动大致为6db左右，载噪比与信号强度之差最大为6db左右。

另一方面，如图12所示，调制率为70％(所需带宽b＝107khz)时的载噪比的瞬时的最小值会下降至20db左右。也就是说，图12所示的载噪比的时间变动大致为20db左右，载噪比与信号强度之差最大为20db左右。

如图13所示，调制率为80％(所需带宽b＝122khz)时的载噪比的瞬时的最小值会下降至5db左右。也就是说，图13所示的载噪比的时间变动大致为35db左右，载噪比与信号强度之差最大为35db左右。

此外，如图11～图13所示，可看出信号强度也与调制率相应地发生时间变动。但是，信号强度中看不到如载噪比那样显著的变化。

即，如图11～图13所示，根据带通滤波器201的带宽与输入信号的占用带宽(所需带宽b)之间的大小关系，测定出的载噪比的时间特性的变化相比于信号强度的时间特性的变化而言表现得更显著。具体地说，在将带通滤波器201的带宽设为固定时，输入信号的占用带宽(所需带宽b)越宽，则载噪比的时间变动(载噪比与信号强度之差)越大。

因此，判定部301着眼于载噪比的时间特性，根据计算出的载噪比是否处于设想的范围内，来判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。

下面，说明信号强度与载噪比的对应关系。

图14表示考虑了放大器增益的影响的信号强度与载噪比之间的关系。如图14所示，将信号强度设为x[dbμv]，将天线放大器12的增益设为y[db]，将不应用天线放大器12的情况下的噪声电平(也可以认为是天线放大器12的放大器增益为0[db]的情况下的噪声电平)设为换算为信号强度时的z[dbμv]。此外，噪声电平z为依赖于带通滤波器201的带宽的值。

即，在图14中，噪声电平为利用天线放大器12的放大器增益y来将不应用天线放大器12的情况下的噪声电平z放大后得到的电平(y+z)[dbμv]。在该情况下，将载噪比表示为信号强度x相对于噪声电平(y+z)的比、即x-(y+z)[db]。

另外，信号强度x与载噪比(x-(y+z))之差表示为(y+z)。也就是说，在通常的状态下，信号强度与载噪比之差取(y+z)的值。换言之，在信号强度与载噪比之差取(y+z)以上的值的情况下，在此处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态，因此能够判定为载噪比变小。即，通过检测信号强度与载噪比之差为阈值(y+z)以下还是超过阈值(y+z)，能够判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。

例如，说明在图14中将x设为30[dbμv]、将y设为15[db]、将z设为5[dbμv]的情况。在该情况下，在通常的状态下，载噪比能够计算为x-(y+z)，是10[db]，信号强度x与载噪比之差为20[db]。也就是说，即使是瞬时性的，只要是在载噪比变得低于10[db]的情况下(即，在信号强度与载噪比之差超过20[db]的情况下)，就不是通常的状态，而是带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态，因此能够判定为载噪比变小。即，通过检测信号强度与载噪比之差为阈值20[db]以下还是超过阈值20[db]，能够判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。

因此，判定部301计算信号强度与载噪比之差，基于差是否为根据天线放大器12的放大器增益而设想的范围内的差，来判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。也就是说，判定部301在信号强度与载噪比之差超过规定的阈值的情况下，判定为处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。

图15示出判定部301中的载噪比与信号强度之差同阈值之间的比较结果(也就是说，关于上述差是否处于设想的范围内的判定结果)以及基于比较结果的开关302的输出。

判定部301在信号强度与载噪比之差处于设想的范围内的情况下，判定为不是处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。在该情况下，开关302将载噪比输出到声音信号处理部18。也就是说，在信号强度与载噪比之差为阈值以下的情况下，开关302输出载噪比(事例3)。

另一方面，判定部301在信号强度与载噪比之差超出设想的范围的情况下，判定为处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。在该情况下，开关302将信号强度输出到声音信号处理部18。也就是说，在信号强度与载噪比之差大于阈值的情况下，开关302输出信号强度(事例4)。

但是，实际上，信号强度在时域内发生着变动。因此，在判定部301中进行如图15所示的信号强度与载噪比之间的比较时，只要判定对信号强度与载噪比之差加上考虑了时间变动的余量所得到的值是否处于设想的范围内即可。也就是说，判定部301只要判定在图14中信号强度与载噪比之差是否处于{(y+z)+余量}的范围内即可。即，只要将判定部301中的判定所使用的阈值设为{(y+z)+余量}即可。关于余量，能够考虑信号强度的时间变动来例如决定为5[db]。

如以上那样，根据本实施方式，载噪比检测电路102判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。然后，在不是处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，载噪比检测电路102与实施方式1同样地将载噪比输出到声音信号处理部18。另一方面，在处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，载噪比检测电路102将信号强度输出到声音信号处理部18。

通过这样，能够避免在处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下使用精度变差的载噪比来进行声音信号处理的控制，能够使用信号强度来使声音信号处理的动作稳定化。

即，根据本实施方式，具备判定部301和开关302，由此在载噪比检测电路102中能够检测带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态，从而能够将适于所检测出的状态的值(声音信号处理的动作中要使用的值)提供给声音信号处理部18。

此外，也可以在带通滤波器201的带宽的控制中使用判定部301中的判定结果。图16是表示使用判定部301中的判定结果来进行带通滤波器201的带宽的控制的无线接收机300a的结构的框图。在图16中，对与图10相同的结构标注相同的标记并省略其详细说明。无线接收机300a与无线接收机300(图10)的不同点在于，判定部301的判定结果还被输出到带通滤波器201。

例如，在判定部301的判定结果表示处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态的情况下，带通滤波器201将所使用的滤波器的带宽设定得更宽。通过这样，能够避免成为带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。也就是说，在无线接收机300a中，能够避免成为带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态，能够使用载噪比来适当地实施声音信号处理。由此，能够改善在带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态时在无线接收机300a中劣化的音质的失真。

另外，在本实施方式中，说明了以下情况：判定部301基于信号强度与载噪比之差来判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。但是，判定部301也可以基于载噪比的值来判定是否处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。例如，也可以是，在图14中，如果载噪比为信号强度x与噪声电平(y+z)之比、即x-(y+z)以上，则判定部301判定为处于通常的状态。另一方面，也可以是，在图14中，如果载噪比小于信号强度x与噪声电平(y+z)之比、即x-(y+z)，则判定部301判定为处于带通滤波器201的带宽比输入信号的占用带宽窄的状态。另外，也可以如上所述那样考虑载噪比的时间变动，将判定部301中的判定所使用的阈值设为{x-(y+z)+余量}。

(实施方式4)

[无线接收机的结构]

图17是表示本实施方式所涉及的无线接收机400的结构的框图。此外，在图17中，对与实施方式1(图4)相同的结构标注相同的标记并省略其详细说明。

本实施方式与实施方式1的不同点在于，在载噪比检测电路102内设置有混合部401。

在载噪比检测电路102中，从电压检测部103输出的输入电压(在此，与实施方式1同样地，设为信号强度)以及从载噪比计算部106输出的载噪比被输入到混合部401。另外，混合部401预先保持载噪比的应用上限值(cnr_lim)和表示信号强度的应用下限值的阈值(s_lim)。在此，s_lim>cnr_lim。

混合部401根据所输入的载噪比和信号强度的值，来进行载噪比和信号强度的选择或插值，将所得到的混合值输出到声音信号处理部18。

具体地说，在所输入的载噪比为cnr_lim以下的情况下，混合部401将该载噪比作为混合值输出到声音信号处理部18。另一方面，在所输入的载噪比大于cnr_lim且所输入的信号强度为阈值s_lim以上的情况下，混合部401将该信号强度作为混合值输出到声音信号处理部18。

另外，在载噪比大于cnr_lim且信号强度小于s_lim的情况下，混合部401将所输入的载噪比与信号强度的插值作为混合值输出到声音信号处理部18。

声音信号处理部18使用从混合部401输入的混合值来进行各种声音信号处理。

[混合处理]

下面，说明混合部401中的混合处理的详情。

载噪比的动态范围的上限是由时间变动幅度计算部105的计算精度决定的。当载噪比的值变大时，发生有效数字的减少，计算精度下降，因此在中等电场(大致40dbμv)以上时存在载噪比饱和的倾向。

图18表示包括中等电场(40dbμv)以上在内的载噪比和信号强度的测定结果。此外，在图18中，示出应用天线放大器的情况下的特性。

在输入电平为0dbμv至70dbμv的区域，信号强度呈现线性的特性。与此相对，载噪比在输入电平为30dbμv以下时具有线性的特性，但是在输入电平为40dbμv～70dbμv时，载噪比会在40db左右饱和。

即，存在如下问题：由载噪比检测电路102检测的载噪比相比于信号强度而言动态范围小。因此，由载噪比检测电路102检测的载噪比在中等电场以上时不适于用作声音信号处理的指标。

也就是说，在中等电场以上时，相比于载噪比，信号强度更适合用作声音信号处理的指标。但是，若将载噪比和信号强度作为声音信号处理的指标各自区分使用，则在声音信号处理部18中需要根据输入电平来切换处理，声音信号处理的控制会复杂化。

因此，在载噪比检测电路102中，混合部401根据所输入的载噪比和信号强度的值来进行两者的混合，输出所得到的混合值。即，混合部401将所输入的载噪比和信号强度的数值统一为混合值，由此避免声音信号处理部18的控制复杂化。

在此，说明混合部401中的混合处理的一例。

混合部401首先设定信号强度的应用下限值s_lim和载噪比的应用上限值cnr_lim。然后，混合部401针对信号强度和载噪比的输入值，判定是(1)信号强度为s_lim以上、还是(2)载噪比为cnr_lim以下、还是(3)上述(1)、(2)的哪一个都不符合。

在(1)的状态下，混合部401将信号强度输出到声音信号处理部18。

在(2)的状态下，混合部401将载噪比输出到声音信号处理部18。

在(3)的状态下，混合部401例如计算信号强度与s_lim之差δs＝s_lim-信号强度以及载噪比与cnr_lim之差δcnr＝载噪比-cnr_lim。接着，混合部401计算内分比(internaldivisionratio)k。例如，内分比表示为k＝δcnr/(δs+δcnr)。在该情况下，混合部401计算混合值＝k×信号强度+(1-k)×载噪比。

图18示出作为混合部401的输出的混合值的一例。

在图18中，混合部401在载噪比为30db以下(也就是说，cnr_lim＝30db。(2)的状态)时选择载噪比，在信号强度为40dbμv以上(也就是说，s_lim＝40dbμv。(1)的状态)时选择信号强度。另外，混合部401在载噪比大于30db且信号强度小于40dbμv的区域((3)的状态)时计算载噪比与信号强度的线性插值来作为混合值。

如以上那样，在本实施方式中，载噪比检测电路102具备混合部401，该混合部401将所输入的信号强度和载噪比混合为一个值(混合值)。混合部401在载噪比为应用上限值cnr_lim以下的情况下输出该载噪比，在载噪比大于应用上限值cnr_lim的情况下输出输入电压(信号强度)或者载噪比与信号强度的插值。

由此，无线接收机400能够在低电场中与实施方式1同样地按照高精度的载噪比来进行声音信号处理。另外，无线接收机400即使在载噪比的精度变差的中等电场以上的电场中，也能够避免仅使用精度变差的载噪比，而能够按照信号强度或插值来进行适当的声音信号处理。

并且，在混合部401中，所输入的信号强度和载噪比被混合为一个值来作为针对声音信号处理部18的指标，因此能够避免声音信号处理部18的控制复杂化。

因此，根据本实施方式，具备混合部401，由此无线接收机400能够顺畅地进行中等电场以上的声音信号处理和弱电场的声音信号处理。

此外，信号强度和载噪比的混合方法不限定于上述的方法。例如，混合部401也可以将从载噪比切换为信号强度时的阈值以及从信号强度切换为载噪比的阈值各自不同，以具有滞后性(hysteresis)。在该情况下，能够使混合值的时间变化稳定化。

以上，说明了本公开的一个方式所涉及的各实施方式。

此外，在上述实施方式中，说明了接收模拟fm方式的无线信号的无线接收机，但是本实施方式也能够应用于接收振幅固定的数字调制方式(fsk(移频键控)、psk(移相键控))的无线信号的无线接收机。

另外，也可以将上述各实施方式任意组合。例如，也可以是，在实施方式3或实施方式4中，与实施方式2同样地对输入电压(信号强度)的时间变动幅度进行校正，使用校正后的时间变动幅度来计算载噪比。

产业上的可利用性

本公开作为在振幅固定的调制方式的无线信号的接收机中判定接收信号的质量的电路而有用。

附图标记说明

10、100、200、300、300a、400：无线接收机；11：天线；12、23：天线放大器；14：扬声器；15：前端电路(f/e电路)；16：解调部；17：信号强度检测部；18：声音信号处理部；21：标准信号源；22：天线虚拟电路；13、24、101：接收电路；102：载噪比检测电路；103：电压检测部；104：平均化部；105：时间变动幅度计算部；106：载噪比计算部；201：带通滤波器；202：时间变动幅度校正部；301：判定部；302：开关；401：混合部。