本申请要求2015年5月6日提交的美国临时专利申请no.62/157,471的权益。
本发明总体上涉及用于在无线系统中通过有限冲击响应(fir)滤波器增加无线信道的相干带宽的新颖中继设计。
背景技术：
在移动应用激增的情况下，存在按交错步速对于无线系统的更高吞吐量的增加的需求。给定6ghz以下的有限谱已经是拥挤的，毫米波(mmwave)已经显现为未来第五代(5g)无线系统的有前途的技术[1]。
正确地设计的中继器可以在无线系统中起到重要作用。在无线保真(wifi)或长期演进(lte)系统中，中继器用于扩展覆盖范围。对于mmwave，中继器的作用基本上是不同的。给定mmwave信号的强无线电传输方向性以及大的反射损耗，中继器对于无缝覆盖是必要的[2]。注意，中继器可以划分为两种类别：放大转发中继器(afr)和解码转发中继器(dfr)。由于dfr尤其对于多跳转中继器情况引入显著传输延迟，因此afr增强无线系统提供优于dfr的优点。在[3]中研究中继器的能量效率。在[4]中研究使得中继器的数量最小化并且使得网络效用最大化的问题。在[5]中，开发迭代算法，以用于联合设计接收/发送(rx/tx)射频(rf)/基带处理器。在[6]中，说明多跳转中继器可以极大地改进连接性针对单跳转mmwave传输。
已经存在关于在无线系统中利用中继器的先前发明。然而，较少关注于中继器对无线信道相干带宽的影响。相干带宽意味着其内的所有子载波共享相似信道特性，从而信道估计仅需要对于所有子载波执行一次。在[7]中，说明多跳转中继器将使得信道相干带宽更窄，但并未提出方法以克服这种窄化的相干带宽的问题。较窄相干带宽意味着对信道估计必须花费更多资源(例如导频谱和计算)。
本发明一个实施例是一种具有基于fir的信道均衡器以增加无线系统的相干带宽的创新性中继器设计。基于各中继器之间的信道归因于中继器是静态(即，不移动)的导致是缓慢变化的，并且因此具有长相干时间，每个中继器可以使用近来所获得的信道估计自适应地均衡信道。在通过该新颖设计所均衡的信道的情况下，能量敏感用户装备(ue)可以对信道估计花费远更少的资源。例如，在具有4个中继器和100个ue的mmwave系统中，如果4个中继器装配有本发明中所提出的fir滤波器，则所有ue可以在信道估计中节省一半资源。
本发明另一实施例是在发射机或接收机处通过具有多个天线的波束成形均衡信道。如果发射机天线的数量是nt并且接收机天线的数量是nr，则中继器将需要ntnr个fir滤波器。为了减少尤其关于具有大量天线的系统的复杂度，本发明描述一种用于首先执行发射机或接收机波束成形并且然后在每个接收机天线处均衡信道的方法。于是，对于具有nr个天线的中继器仅需要nr个fir滤波器。
附图说明
图1示出中继器的系统模型。
图2示出单天线中继器的系统块。
图3示出一个均衡fir滤波器的结构。
图4示出均衡器的时域示例。
图5示出针对中继器的不同层的相干带宽的仿真结果。
图6示出针对中继器的不同层的误比特率(ber)的仿真结果。
图7示出关于不同子载波分组策略的仿真结果。
图8示出多入多出(mimo)中继器的示图。
图9示出针对发射机侧波束成形算法的mimo中继器的功能框图。
图10示出针对接收机侧波束成形算法的mimo中继器的功能框图。
图11示出接收机侧迫零(zf)算法的框图作为示例。
图12示出用于mimo中继器的相干带宽的仿真结果。
图13示出没有信道反馈的fir参数估计的流程图。
图14示出具有信道反馈的fir参数估计的流程图。
具体实施方式
现将参照附图，其中，相同标号通篇指代相同部分。现在可以描述本发明示例性实施例。示例性实施例得以提供以示出本发明的各方面，并且不应理解为限制本发明的范围。当参照框图或流程图描述示例性实施例时，每个块可以表示方法步骤或用于执行方法步骤的装置元件。取决于实现方式，可以在硬件、软件、固件或其组合中配置对应装置元件。
关于一对发射机-接收机基于fir滤波器的均衡
图1中示出中继器的系统模型，其中，基站(bs)1与ue2之间的直接路径受障碍物3阻挡，因此，无线信号通过中继器4传输到ue。
用于增加相干带宽的均衡的动机：信道频率选择性可以由相干带宽表征。由于相干带宽内的子载波具有相似信道，因此ue或bs仅需要对于相干带宽内的所有子载波估计信道一次。如果相干带宽是较宽的，则系统可以在信道估计中花费更少的资源(例如导频和计算)。作为lte系统的示例，存在总共1200个子载波。如果相干带宽是48个子载波，则1200个子载波划分为25个群组，并且每个群组仅需要进行信道估计一次。
假设所发送的信号是x(t)，并且通过表示为h(t)的无线信道接收到的信号y(t)表示为：
其中，*表示卷积。
设hk(t)表示第k，k＝1,2,…k跳转的冲激响应，其中，第一跳转从bs开始，并且最后跳转在ue处结束。如果在信号传输期间不存在中继器，则k＝1。因此，通过k个中继器跳转接收到的信号给出为：
y(t)＝x(t)*h1(t)*h2(t)*…*hk(t)＝x(t)*hr(t),(2)
其中，
本发明一个实施例是图2所示的中继器，其关于每个方向(即下行链路方向和上行链路方向)包括两个天线5、两个带通滤波器6、fir滤波器7以及放大器8。注意，fir滤波器可以放置在放大器之后。fir滤波器设计为均衡无线信道。在图3中示出fir滤波器的系统块，其包括l-1个延迟器9、l个乘法器10以及一个加法器11，其中，存在l个抽头。接收到的信号y(m)12首先传递到延迟器。然后，滤波器系数w(0),…,w(l-1)通过乘法器应用于所延迟的信号。最后，所滤波的信号通过加法器相加，以生成输出信号
假设第i中继器上的fir滤波器的冲激响应是wi(t),i＝1,…,k-1，那么最终接收到的信号可以写为离散时间形式：
其中，y(m)＝y(mts)，其中，ts是采样速率。注意，因为最后跳转的目的地hk(m)是接收机，所以不存在对应均衡器。
本发明另一实施例是用于计算wi(m)的值的方法，如下所示。在第i接收机处，其估计信道hi，然后计算wi，以均衡它。设
假设wi具有l个抽头，则，
其中：
以及
为了估计信道，中继器无需对信号进行解码，但需要进行模数采样。类似中继器上的其它rf组件(例如带通滤波器和放大器)，fir滤波器将引入附加延迟，但其为固定的，并且最大延迟是抽头的长度而且可以设计为保持在总信道的延迟容限内，例如，将循环前缀保持在最大值之下。因此，问题可以定义如下：
注意，以上实质上是最小均方估计(mmse)问题，并且优化解满足估计误差
其中，l＝0,…,l-1。于是，优化解是：
其中，cov表示协方差。
可选地，为了保证(fir滤波器的)输入和输出信号具有相同功率，
通过获知x(m)，中继器可以基于接收到的信号y′i(m)计算优化wi(m)。由于每个跳转的信道hi(m)受均衡，因此中继器跳转的总体信道h1(m)*h2(m)*…*hk-1(m)得以均衡。注意，可以基于现有下行链路/上行链路导频信号训练中继器。由于中继器是静态的，因此信道hi具有长相干时间，并且该训练可以进行得比下行链路/上行链路信道估计远更不频繁。此外，中继器总是比ue更不能量敏感的。通过该新颖设计，能量敏感ue可以对于信道估计花费远更少的资源。
注意，每个中继器无需具有用于均衡的fir滤波器。例如，系统可以使用第k中继器以均衡通过k-1个中继器从发射机至其的信道。
图4示出fir均衡器的一个示例。蓝色实线表示使用lte标准中的信道模型所生成的时域hi[8]。红色虚线是在fir均衡器之后的信道hi*wi。如图所示，具有均衡器的信道冲激响应关于m≥3接近零，从而信道是较不分散的，带来更宽的相干带宽。
以下仿真结果示出fir均衡器对相干带宽和ber的影响。在仿真中，基于泊松分布生成信道响应的n个抽头的延迟值。如“经由3gpp模型对各路径集群之间的功率分布良好地进行建模”[2]的mmwave活动所验证的那样，基于指数分布生成信道响应的n个抽头的功率等级[8]。假设接收机/中继器处的采样速率是3.072ghz，并且信道带宽是划分为1200个子载波的2ghz。注意，选取值以实现与lte相同的采样速率对于带宽的比率[8]。fir滤波器的最大抽头是l＝50，即16.3ns。
相干带宽：图5示出关于不同数量的跳转的具有与没有均衡器的相干带宽之间的比较。信噪比(snr)设置为30db。相干带宽是相关性大于值η的最大分离度。例如，如果η＝0.8，则具有“中继器跳转＝0”的相干带宽大约是52个子载波。结果示出，相干带宽随着跳转的数量增加而降低，并且所提出的均衡器可以显著增加相干带宽，例如，对于“中继器跳转＝4”，具有均衡器的相干带宽是大约40个子载波，其为没有均衡器的20个子载波的两倍。
ber:图6示出具有不同跳转数量的ber。频域二进制相移键控(bpsk)正交频分复用(ofdm)信号首先变换到时域，然后通过频率选择性信道。在接收机处，每48个子载波的信道受估计一次，并且所估计的信道用于对48个子载波的bpsk信号进行解码。为了示出信道选择性的效果，假设信道估计是理想的，因此，如果48个子载波具有相同信道，则ber将是0。为了简化，不应用前向纠错。设g表示关于解码使用相同信道估计的子载波的数量。图7示出关于具有不同g值的不同子载波分组方法的ber。x轴表示g值，y轴是ber。其示出更多跳转或更大g值带来更高ber。其还示出所提出的均衡器能够显著降低ber，例如，对于在g＝48的情况下的4个跳转，具有均衡器的ber大约是没有均衡器的一半。
关于多个发射机-接收机基于fir滤波器的均衡
如果存在多个发射机或接收机天线，则中继器4上的每个天线将从可以是bs、ue或另一中继器的发射机15上的多个天线接收信号，如图8所示。本发明一个实施例是一种用于首先使用例如zf或mmse的方法计算发射机处的波束成形/预编码矩阵(如果发射机天线的数量大于接收机天线的数量)或计算接收机处的波束成形/检测矩阵(如果发射机天线的数量等于或小于接收机天线的数量)并且然后每个接收机均衡总体信道的方法。图9示出发射机侧波束成形的系统级框图，其中，所发送的码元矢量s16首先在bs处由波束成形矩阵17预编码，然后发送到中继器，图10示出接收机侧波束成形的框图，其中，带通滤波器之后的接收到的信号在中继器处乘以波束成形矩阵18，然后传递到fir滤波器。
如果发射机天线的数量大于接收机天线的数量(第一层中的中继器(即bs或ue)具有比中继器更多的天线)，则需要发射机侧波束成形。如果接收机天线的数量等于或大于发射机天线的数量，则需要接收机侧波束成形，以分离数据流。如果发射机具有比接收机更多的天线，则发射机需要获知可以(基于信道互易性)通过上行链路信道估计或从接收机到发射机的信道估计反馈获得的信道。否则，仅接收机需要获知信道以分离数据流，并且信道可以通过下行链路导频传输得以估计。
如图8所示，存在nt个发射机天线以及nr个接收机天线。假设发射机具有比接收机更多的天线。于是，发射机同时将nr个数据si,i＝1,…,nr发送到nr个接收机天线，其中，si是用于接收机处的第i天线的期望信号，而其它是干扰。
预编码矩阵定义为x＝ps，其中，
用于计算预编码矩阵的一个过程描述如下。在时分双工(tdd)情况下，nr个接收机天线将导频信号发送到nt个发射机天线，然后发射机基于信道互易性估计下行链路信道。在频分双工(fdd)版本中，nt个发射机天线发送导频信号，并且nr个接收机天线估计信道并且将信道估计反馈到发射机。基于信道估计反馈，可以例如使用zf、mmse或其它方法计算优化波束成形矩阵。
然后，第j接收机天线通过等效信道
本发明一个实施例是发射机或接收机波束成形算法用于分离数据流，从而可以对于每个数据流计算均衡器滤波器系数。本发明一个实施例是：如果接收机天线的数量等于或大于发射机天线的数量，则接收机可以通过数据处理(例如zf、mmse或其它方法)分离数据流。在图11中，接收机侧zf的流程图示出为示例。在信道估计之后，基于所估计的信道矩阵，zf矩阵p可以用于分离数据流。在该实施例中，发射机无需获知信道信息，并且接收机天线可以基于来自发射机的训练导频估计信道。具体地说，首先，每个发射机天线发送出导频信号(19)。然后，每个接收机天线估计其与每个发射机天线之间的信道(20)。接下来，基于所估计的信道矩阵h，zf处理是y＝ph，其中，p＝(hhh)-1hh(21)。
与单对天线的一个差异在于，第j接收机天线可能接收干扰(除了si之外的所发送的数据)。如果并非理想地计算预编码矩阵，则
无线系统中的均衡的过程
该部分描述无线系统中的具有中继器的信道均衡的过程，其包括fir参数估计、信道反馈以及ue信道估计。
如先前部分中所描述的那样，重要的是，估计中继器天线与发射机天线之间的信道，从而可以计算fir滤波器的优化加权。由于同一跳转上可能存在很多中继器，因此我们定义接收信号yi(m)的中继器作为第i层上的中继器。注意，可以要么通过直接下行链路信道估计(第i层上的中继器均衡第(i-1)层与第i层之间的信道)要么通过信道反馈(第i层上的中继器均衡第i层与第(i+1)层之间的信道)获得信道估计。注意，第0层对于下行链路是bs，对于上行链路是ue。图13示出直接信道均衡的处理。具体地说，路由设置首先设置为：每个中继器配置为获知先前跳转源(22)。然后，从i＝1开始(23)，第i跳转中的中继器接收信号yi(m)，并且基于所获知的导频根据公式(5)计算
本发明一个实施例是：相同层上的中继器使用正交码(例如m序列)或空分以避免对下一层中的中继器的干扰。本发明另一实施例是：对于tddlte系统，在系统保护时段(gp)中发送这些导频。在lte系统中，存在对于导频传输预留的一些专用ofdm码元，其可以用于滤波器系数计算。上层控制信号传输处理，于是每个中继器获知先前跳转源及其导频信号。在正交导频序列的情况下，第i层中的每个中继器仅从第(i-1)层中的期望发射机接收信号。除了码分之外，空分也可以用于避免干扰。在距离上充分地分离的同一层上的发射机可以受调度，以使用相同导频，例如，同时使用相同频率和/或码，以避免干扰。同一层上的发射机也可以使用(对于mmwave系统共同的)高方向性天线，以通过足够的角度分离度将信号发送到不同接收机，以避免干扰。
在下行链路情况下，如果使用直接信道均衡，则第一层中的中继器均衡它们与bs之间的信道。然而，在上行链路情况下，第一层中继器均衡它们与ue之间的信道。中继器与ue之间的信道总是具有比各中继器之间的信道更少的相干时间。因此，期望在上行链路情况下通过反馈使用均衡，从而第一层中的中继器均衡第一层中的中继器与第二层中的中继器之间的信道，并且最后层中的中继器均衡它们与bs之间的信道。该方法确保所有中继器在长相干时间的情况下均衡信道，以减少关于均衡的系统资源。在均衡之后，bs与ue之间的总信道仍并非理想平坦的，因为中继器处的均衡不是理想的，并且ue与中继器之间的信道并未受均衡。本发明一个实施例是：bs或ue使用ofdm或其它方法以估计信道。例如，系统具有2ghz的带宽，并且信道在2ghz带宽上不是平坦的。然而，如果2ghz带宽基于ofdm技术划分为w个子载波，则信道可以看作对于每w个子载波是平坦的。因此，ue或bs可以关于w个子载波的每个群组估计信道。以此方式，ue或bs在总体2ghz信道中具有良好的信道估计。
中继器可以使用以下两个实施例中的任一实现均衡：(1)直接放大转发模式：fir滤波器构造有抽头延迟线，并且每个抽头具有带有设置为匹配
当所有中继器已经获得优化fir设置时，由于中继器操作在放大转发模式下，因此bs与ue之间的通信与没有中继器的情况下相同。然而，由于中继器的内部路径可能是不对称的，因此如果信道互易性用于下行链路信道估计，则应给予特殊关注。总之，如果中继器内部的上行链路和下行链路信道是对称的，则用于上行链路和下行链路的fir滤波器具有相同设置，于是从bs到ue的总体信道是对称的。如果中继器的内部afr路径的上行链路和下行链路信道是不对称的，则可以通过反馈获得从bs到ue的信道估计。
虽然本发明优选实施例的前面描述已经示出、描述或说明本发明的基本新颖特征或原理，但应理解，在不脱离本发明的精神的情况下，本领域技术人员可以进行所示的方法、要素或装置的细节的形式及其使用方面的各种省略、替换和改变。因此，本发明的范围不应限于前面描述。此外，本发明的原理可以应用于广泛范围的方法、系统和装置，以实现在此所描述的优点并且实现其它优点或同样满足其它目的。
参考文献
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