降低波峰因子的制作方法

交叉申请

本申请要求2015年7月30日递交的发明名称为“降低波峰因子(reducingcrestfactors)”的第14814157号美国非临时专利案的在先申请优先权，该在先申请的全部内容以引用的方式并入本文本中。

背景技术：

本发明涉及通信系统中的数据传输，更具体地，涉及降低波峰因子。在通信系统中，信号的波峰因子可以表示波峰值与信号有效值之比。在某些情况下，可以通过将信号的峰值振幅除以信号的均方根来计算出波峰因子。因此，波峰因子可以指示信号的峰均功率比。具有高波峰因子的信号可以使发射器中的功率放大器的线性失真。因此，在某些情况下，发射器可以在传输信号前降低该信号的波峰因子。

技术实现要素：

本发明涉及降低波峰因子的方法和系统。所述方法包括：接收输入信号，所述输入信号包括基于预定削波电平来降低源信号的峰值振幅的削波信号，且所述输入信号通过多个乘法器转置为多个转置信号；基于所述多个转置信号，使用第一多个延时抽头生成反馈信号；基于所述反馈信号生成加窗信号，所述加窗信号用于减低所述源信号的波峰因子。

本方面的其它实施方式包括对应的用户设备、装置、计算机实施方法以及记录在一个或多个计算机存储设备上的计算机程序，每种实施方式用于执行所述方法中的动作。一个或多个计算机的系统可以用于通过将软件、固件、硬件或者软件、固件或硬件的组合安装到系统上来执行特定操作或动作，所述软件、固件、硬件或者软件、固件或硬件的组合在运行中会促使所述系统执行所述动作。一个或多个计算机程序可以用于通过包括指令来执行特定操作或动作，所述指令在由数据处理装置执行时会使所述装置执行所述动作。

本说明书的主题的一种或多种实施方式的细节会在附图和下文的描述中阐述。本主题的其它特征、方面和优点将从描述内容、附图和/或权利要求书中显而易见。

附图说明

图1为根据一种实施方式的降低波峰因子的示例无线通信系统。

图2为根据一种实施方式的示出示例波峰因子降低组件的示意图。

图3为根据一种实施方式的示出使用直接式fir滤波器的示例加窗信号发生器的示意图。

图4为根据一种实施方式的示出使用数据广播有限冲激响应(finiteimpulseresponse，fir)滤波器的示例加窗信号发生器的示意图。

图5为根据一种实施方式的示出示例直接式fir滤波器中的关键路径的示意图。

图6为根据一种实施方式的示出数据广播fir滤波器中的关键路径的示意图。

图7为根据一种实施方式的示出折叠转换的示意图。

图8为根据一种实施方式的示出示例正则符号数(canonicsigneddigit，csd)编码乘法器的示意图。

图9为根据一种实施方式的示出优化的csd运算的示意图。

图10为示出降低波峰因子的示例方法的流程图。

各附图中的相同参考编号和名称表示相同的元件。

具体实施方式

以下详细描述是为了使本领域技术人员能够制作、使用和/或实践所公开的主题，并且会在一种或多种特定实施方式的上下文中提供。所属领域的技术人员将容易明白对公开的实施方式进行的各种修改，而且在不脱离本发明的范围的情况下，本文所述的一般原理可适用于其它实施方式和应用。因此，本发明并非旨在限于本文所描述的和/或所示的实施方式，而是被赋予根据本文所揭示的原理和特征的最大范围。

在某些情况下，可以使用波峰因子降低(crestfactorreduction，cfr)算法来降低具有高峰均功率比(peaktoaveragepowerratio，papr)的信号的动态范围。降低信号的波峰因子可以改善发射器中的射频(radiofrequency，rf)功率放大器的线性。在某些情况下，可以使用多级cfr算法来降低传输信号的papr。但是，多级cfr算法可以针对具有不同带宽的信号而使用变量参数。

在某些情况下，可以使用基于窗口的cfr算法来降低传输信号的峰值振幅。基于窗口的cfr算法可以针对具有不同带宽的信号而使用具有固定系数的有限冲激响应(finiteimpulseresponse，fir)滤波器。该fir滤波器可以对信号的峰值波形进行一级降低。在某些情况下，该fir滤波器可以包括数据广播结构和折叠结构，以改善滤波器的速度性能。在某些情况下，该fir滤波器可以使用正则符号数(canonicsigneddigit，csd)运算来进一步降低实施复杂度并改善滤波器的速度性能。图1至图10以及相关描述提供了这些实施方式的细节。

图1为根据一种实施方式的降低波峰因子的示例无线通信系统100。例如，可以接收输入信号。该输入信号包括基于预定削波电平来降低源信号的峰值振幅的削波信号。该输入信号可以通过多个乘法器转置为多个转置信号。在某些情况下，这多个乘法器中的每个乘法器可以具有一个加窗函数系数，这多个转置信号中的每个转置信号可以通过将该输入信号乘以这多个乘法器中的每个乘法器各自的加窗函数系数来生成。在某些情况下，这多个乘法器中的至少一个乘法器可以通过正则符号数运算来实施。在某些情况下，这多个乘法器中的至少一个乘法器可以通过乘法函数单元来实施。可以基于这多个转置信号使用第一多个延时抽头生成反馈信号。可以基于该反馈信号生成加窗信号。该加窗信号可以降低源信号的波峰因子。在某些情况下，可以通过这多个转置信号、第一多个延时抽头和第二多个延时抽头生成前向路径信号。在某些情况下，可以基于该前通路信号生成加窗信号。在某些情况下，可以基于该加窗信号和源信号生成输出信号。

根据本文所述的方法和系统降低波峰因子可以提供一个或多个优点。例如，在信号经过延时抽头之前转置信号可以减少fir滤波器的关键路径中产生的时延。另外，使用折叠结构可以减少fir滤波器中的乘法器数量，从而降低滤波器的实施复杂度。此外，使用csd运算可以用加法和减法函数单元来代替乘法函数单元，从而减少时延并降低滤波器的实施复杂度。减少时延可以改善fir滤波器的速度性能，并使滤波器能够用来处理具有严格时延要求的宽带信号。

在高级别，示例无线通信系统100包括用户设备102和无线通信网络110，该无线通信网络包括用于与用户设备102通信的基站104。在所示示例中，用户设备102可以在将上行信号传输给基站104之前对该上行信号执行cfr操作。同样，基站104可以在将下行信号传输给用户设备102之前对该下行信号执行cfr操作。

例如，用户设备102可以包括加窗信号发生器。加窗信号发生器可以包括能够用于生成具有窗口整形的信号波形的一个或多个硬件电路元件、软件或其组合。加窗信号发生器可以接收输入信号。该输入信号可以包括基于预定削波电平来降低源信号的峰值振幅的削波信号。在某些情况下，源信号可以是在降低波峰因子之前需要传输的信号。该输入信号可以通过多个乘法器转置为多个转置信号。可以基于这多个转置信号使用第一多个延时抽头生成反馈信号。可以基于该反馈信号生成加窗信号。在某些情况下，用户设备102可以使用该加窗信号和输入信号来生成输出信号。该输出信号的波峰因子有所降低。用户设备102可以使用发射天线来传输该输出信号。图2至图10以及相关描述提供了这些实施方式的细节。

同样，基站104也可以包括生成如上所述的加窗信号的加窗信号发生器。基站104可以使用该加窗信号和输入信号来生成波峰因子有所降低的输出信号。基站104可以使用发射天线来传输该输出信号。

转至元件的一般描述，用户设备可以指移动电子设备、用户设备、移动台、用户站、便携式电子设备、移动通信设备、无线调制解调器或无线终端。ue的示例(例如ue102)可以包括蜂窝电话、个人数据助理(personaldataassistant，pda)、智能手机、笔记本电脑、平板电脑(personalcomputer，pc)、寻呼机、便携式计算机、便携式游戏机、可穿戴电子设备或其它具有用于通过无线通信网络传送语音或数据的组件的移动通信设备。无线通信网络可以包括授权频谱和未授权频谱中的至少一种频谱上的无线链路。

用户设备的其它示例包括移动电子设备和固定电子设备。ue可以包括移动设备(mobileequipment，me)器件和可移动存储模块，例如包括用户身份模块(subscriberidentitymodule，sim)应用、全球用户身份模块(universalsubscriberidentitymodule，usim)应用或移动用户标识模块(removableuseridentitymodule，r-uim)应用的通用集成电路卡(universalintegratedcircuitcard，uicc)。术语“用户设备”也可以指任何能够终止用户的通信会话的硬件或软件组件。

无线通信网络110可以包括一个或多个无线接入网络(radioaccessnetwork，ran)、核心网(corenetwork，cn)和外部网络。ran可以包括一种或多种无线接入技术。在某些实施方式中，无线接入技术可以是全球移动通信系统(globalsystemformobilecommunication，gsm)、暂定标准95(interimstandard95，is-95)、通用移动通讯系统(universalmobiletelecommunicationssystem，umts)、cdma2000(codedivisionmultipleaccess，cdma)、演进型通用移动通讯系统(evolveduniversalmobiletelecommunicationssystem，umts)、长期演进(longtermevaluation，lte)或者高级lte。在某些情况下，核心网可以是演进型分组核心网(evolvedpacketcore，epc)。

ran是无线电信系统的一部分，用于实施无线接入技术，例如umts、cdma2000、3gpplte和3gpplte-a。在许多应用中，ran至少包括一个基站104。基站104可以是无线基站，其可以控制该系统的固定部分中的所有或至少部分无线相关的功能。基站104可以在其覆盖区域或小区内提供无线接口供用户设备102进行通信。基站104可以分布在整个蜂窝网中以提供广泛的覆盖区域。基站104直接与一个或多个用户设备、其它基站以及一个或多个核心网节点进行通信。

尽管根据图1进行了描述，但本发明不限于此类环境。基站104可以通过任何不同的无线通信技术运行。示例无线技术包括全球移动通信系统(globalsystemformobilecommunication，gsm)、通用移动通讯系统(universalmobiletelecommunicationssystem，umts)、3gpp长期演进(longtermevolution，lte)、高级lte(lte-advanced，lte-a)、无线宽带通信技术和其它技术。示例无线宽带通信系统包括ieee802.11无线局域网、ieee802.16wimax网络和其它网络。

尽管图1至图10示为包括实施各种特征和功能的各种组成部件、部分或模块，但是这些元件可以根据情况包括多个子模块、第三方服务、组件、库等。此外，各种组件的特征和功能可以根据情况组合成更少的组件。

图2为根据一种实施方式的示出示例波峰因子降低组件200的示意图。在某些情况下，波峰因子减低组件200可以用在发射器中，例如用在用户设备102或基站104中，以减低源信号x(n)的峰值振幅。如图所示，波峰因子降低组件200包括振幅计算器212、削波信号发生器214和加窗信号发生器216。振幅计算器212、削波信号发生器214和加窗信号发生器216可以用于基于源信号x(n)和削波电平210生成加窗信号b(n)。波峰因子降低组件200还包括流水线时延寄存器220a和220b以及乘法器222a和222b，乘法器222a和222b用于混合源信号x(n)和加窗信号b(n)以生成波峰因子有所降低的输出信号y(n)。

在所示的示例中，源信号x(n)包括表示为202a的i分量和表示为202b的q分量。如图所示，源信号202a和202b的i分量和q分量经过振幅计算器212，以生成源信号x(n)的振幅电平x(n)。在某些情况下，振幅计算器212可以包括能够用来生成信号振幅电平的一个或多个硬件电路元件、软件或其组合。

在某些情况下，削波信号发生器214可以包括能够用来生成削波信号的一个或多个硬件电路元件、软件或其组合。如图所示，削波信号发生器214接收振幅电平x(n)和削波电平210以生成削波信号c(n)。在某些情况下，削波电平210表示输出信号y(n)的预定峰值。在某些情况下，削波信号c(n)表示缩放函数，可以缩减源信号x(n)中的高于削波电平210的分量。

以下方程式表示示例削波信号c(n)。

在某些情况下，例如，在硬削波cfr算法中，将源信号x(n)乘以削波信号c(n)以生成输出信号。但是，在硬削波cfr算法中生成的输出信号可以包括有所增长的带外信号电平。这可以称为相邻信道功率再生问题。因为该带外信号电平有所增长，所以输出信号的底噪有所降低。在某些情况下，带外信号电平有所增长的输出信号可能无法满足无线接入技术标准规定的带外发射掩码要求，因此不能在相应的无线通信系统中传输。

在某些情况下，加窗信号可以用于减小相邻信道功率再生效应。在某些情况下，如图2所示，加窗信号发生器216可以接收削波信号c(n)，并基于该削波信号c(n)生成加窗信号b(n)。在某些情况下，加窗信号发生器可以通过fir滤波器来实施。该fir滤波器可以包括n个加窗函数单元。每个加窗函数单元可以具有一个加窗函数系数。加窗函数系数可以表示为w0,w1,w2,…,wn-1，其中n表示fir滤波器的阶数。在某些情况下，fir滤波器的阶数表示用在fir滤波器中的加窗函数单元的数量。以下方程式表示示例加窗信号b(n)。

如图所示，源信号202a和202b经过流水线时延寄存器220a和220b，并分别输入到乘法器222a和222b。乘法器222a和222b将延迟源信号乘以加窗信号b(n)以生成输出信号230a和230b。相比于源信号202a和202b，输出信号230a和230b的波峰因子有所降低。以下方程式表示示例加窗信号y(n)：

y(n)＝x(n)b(n)

在某些情况下，基于加窗的cfr算法会导致过度降低的问题。例如，输出信号的峰值振幅可能降低得太多。因此，输出信号可能会强度不足。传输强度不足的信号可能会影响系统性能。为了减少过度降低的问题，加窗信号发生器216可以生成反馈信号，并基于该反馈信号生成加窗信号b(n)。图3至图10以及相关描述提供了在加窗信号发生器中使用反馈信号的补充细节。

在某些情况下，加窗信号发生器216的速度性能可能会影响示例cfr组件200可以处理的信号。例如，如果输入信号具有采样频率fs，那么该输入信号的采样时间可以表示为ts，ts等于1/fs。因此，如果加窗信号发生器216的处理时间大于ts，那么cfr组件200不可以用于处理该输入信号。因此，为了处理可具有高采样频率，因而采样时间较短的宽带信号，可以使用高速加窗信号发生器。

在某些情况下，加窗信号发生器216可以使用转置结构来改善速度性能。在某些情况下，加窗信号发生器216也可以使用折叠结构来降低实施复杂度，从而进一步改善速度性能。图7以及相关描述提供了示例折叠结构。在某些情况下，加窗信号发生器216可以使用csd运算来进一步改善速度性能。

在某些情况下，为了减少先前论述的过度降低的问题，加窗信号发生器可以使用反馈信号来生成加窗信号。例如，加窗信号发生器可以包括反馈函数单元。反馈函数单元可以基于半数加窗函数单元的输出而生成反馈信号。在生成加窗信号时，可以将该反馈信号与输入信号进行合并。图3为根据一种实施方式的示出使用直接式fir滤波器的示例加窗信号发生器300的示意图。

如图3所示，加窗信号发生器300接收输入信号c(n)，并通过反馈滤波器310生成反馈信号m。加窗信号发生器300使用卷积滤波器320基于反馈信号m和输入信号c(n)生成加窗信号b(n)，其中加窗信号发生器300还包括n个延时抽头。每个延时抽头在图3中示为z^-1。

在所示的示例中，n表示加窗信号发生器300的阶数。如图所示，反馈滤波器310包括n/2个加窗函数单元(示为)和n/2个延时抽头(示为z^-1)。在某些情况下，每个加窗函数单元可以实施为一个乘法器，用于将信号乘以加窗函数系数。如图所示，反馈滤波器310中的n/2个加窗函数单元的加窗函数系数可以表示为其中表示floor运算。在操作中，每个加窗函数单元从对应的延时抽头接收延迟信号，并将其加窗系数乘以延迟信号，以生成相乘信号。将从反馈信号310中的加窗函数单元输出的相乘信号相加以生成反馈信号m。

如图所示，卷积滤波器320包括n个加窗函数单元和n个延时抽头。在某些情况下，如图所示，卷积滤波器320和反馈滤波器310共享反馈滤波器310中的n/2个延时抽头。卷积滤波器320中的n个加窗函数单元的加窗函数系数可以表示为w0,w1,w2,…,wn-1。在操作中，将输入信号c(n)乘以–1并加到1以生成信号1-c(n)。将反馈信号m乘以–1并加到信号1-c(n)以将输入信号生成到比较器302。在某些情况下，例如，当到比较器302的输入信号大于0时，比较器302输出其收到的输入信号。在其它情况下，例如，当该输入信号小于0时，比较器302输出0。将比较器302的输出信号依次传到卷积滤波器320中的n个延时抽头。卷积滤波器320中的每个加窗函数单元从对应的延时抽头接收延迟信号，并将其加窗系数乘以延迟信号，以生成相乘信号。将从卷积滤波器320中的加窗函数单元输出的相乘信号相加以生成前向信号。将该前向信号加1以生成加窗信号b(n)。

在某些情况下，加窗信号发生器的处理速度可能受限于关键路径和时延。关键路径可以是花费的计算时间最长的路径。例如，加窗信号发生器300的关键路径会随着延时抽头数量的增加而增加，这对应于fir滤波器的阶数。因此，高阶直接式fir滤波器的处理时间可能比宽带信号的采样时间要长。所以，高阶直接式fir滤波器可能不适合处理宽带信号。

在某些情况下，加窗信号发生器300中的加法函数可能会产生高速性能的瓶颈。加窗信号发生器300包括2个加法函数单元312和322，用于将大量信号相加。加法函数单元322包括在卷积滤波器320中，并将前向路径上的相乘信号相加，以生成前向信号。在某些情况下，此加法函数可以通过流水线结构来实施。在某些情况下，流水线结构可以用于使系统的不同功能单元能够同时运行。例如，在包含多个功能单元的结构中，可以引入其它流水线寄存器以将该系统分为多个阶段。在第一阶段产生的数据可以存储在流水线寄存器中，并且在传送到下一阶段之前被延迟一个时钟周期。尽管流水线可能引入时延，但这种方法可以增加系统吞吐量，并使系统能够以高速度进行处理。

加法函数单元312包含在反馈滤波器310中，并将反馈路径上的相乘信号进行相加，以生成反馈信号。相比于卷积滤波器320中的加法函数单元，此加法函数单元可以不是流水线式的。在反馈滤波器310中进行流水线操作而引入的时延可以改变卷积函数的功能并降低加窗信号发生器300的性能。因此，加窗信号发生器300的速度性能可能受限于反馈信号的生成时延。

图4为根据一种实施方式的示出使用数据广播fir滤波器的示例加窗信号发生器400的示意图。如图4所示，加窗信号发生器400接收输入信号c(n)，并通过数据广播滤波器410生成加窗信号b(n)，其中数据广播滤波器410生成反馈信号m和加窗信号b(n)。

如图所示，加窗信号发生器400包括比较器402，用于比较输入信号。在操作中，将输入信号c(n)乘以–1并加到1，以生成信号1-c(n)。将反馈信号m乘以–1并加到信号1-c(n)，以将输入信号生成到比较器402。比较器402输出信号，该信号是该输入信号或者是0。

在所示的示例中，n表示加窗信号发生器400的阶数。如图所示，数据传播滤波器410包括n/2个加窗函数单元。在某些情况下，每个加窗函数单元可以实施为一个乘法器，用于将信号乘以加窗函数系数。数据广播滤波器410中的n/2个加窗函数单元的加窗函数系数可以表示为在操作中，每个加窗函数单元接收从比较器402输出的信号，并将该信号转置为转置信号。在某些情况下，加窗函数单元可以通过将信号乘以加窗系数来转置该信号。如图所示，数据广播滤波器410还包括n个延时抽头。转置信号经过n个延时抽头中的半数抽头，以生成反馈信号m。使用转置结构减少了反馈路径中产生的时延，因为当延时抽头的数量增加时，关键路径保持不变。图5至图6以及相关描述提供了关键路径的细节。因此，此方法提高了加窗信号发生器400的速度性能，并使加窗信号发生器400能够以高采样速率来处理信号。

如图所示，数据广播滤波器410包括n个延时抽头。如上文所论述，前一半延时抽头用于生成反馈信号m，而前一半和后一半延时抽头都用于生成前向信号。如图所示，数据广播滤波器410包括折叠结构。在操作中，转置信号遍历第一n/2个延时抽头412以生成反馈信号m，然后以相反的顺序遍历第二n/2个延时抽头以生成前向信号。

例如，第一加窗函数单元w0生成第一转置信号。第一转置信号经过第一延时抽头并加到第二加窗函数单元w1生成的第二转置信号中。该过程重复进行，直到第一n/2个延时抽头都被经过，且n/2个转置信号都相加以生成反馈信号m，该反馈信号被输入到比较器402，如上文所论述。另外，反馈信号m经过延时抽头，增加由加窗函数单元生成的转置信号，经过另一延时抽头，并增加由加窗函数单元生成的转置信号。该过程重复进行，直到n/2个延时抽头都被经过，且增加了由第一加窗函数单元w0生成的第一转置信号以生成前向信号。将前向信号乘以–1且加到1，以生成加窗信号b(n)。

使用折叠结构减少了乘法单元的数量，从而降低了加窗信号发生器400的实施复杂度。图7以及相关描述提供了示例折叠结构的更多细节。

在某些情况下，可以使用csd来实施加窗函数单元的乘法功能。使用csd可以降低成本并提高加窗信号发生器400的速度性能。图8以及相关描述提供了csd实施方式的更多细节。

图5为根据一种实施方式的示出示例直接式fir滤波器500中的关键路径的示意图。如图所示，直接式fir滤波器500包括n个加窗函数单元。直接式fir滤波器500中的n个加窗函数单元的加窗函数系数可以表示为w1,w2,…,wn。直接式fir滤波器500包括n-1个延时抽头。在操作中，输入信号i(n)遍历n-1个延时抽头，而且每个延时抽头的输出通过对应的加窗函数单元，以生成相乘信号。将相乘信号相加以生成输出信号o(n)。

例如，输入信号i(n)经过第一加窗函数单元w1以生成第一相乘信号。输入信号x(n)还经过第一延时抽头以生成第一延时信号。第一延时信号经过第二加窗函数单元w2以生成第二相乘信号。该过程重复进行，直到n-1个延时抽头都被经过且生成了n个多个信号。通过n-1个加法函数单元将n个多个信号相加，以生成输出信号o(n)。

这里，直接式fir滤波器500的关键路径510包括第一加窗函数单元和n-1个加法函数单元。因此，直接式fir滤波器500的速度性能受限于加法的次数。假设每个加窗函数单元的处理时间为tm，且每个加法函数单元的处理时间为ta，那么关键路径的处理时间tc大于或等于tm+(n-1)ta。随着延时抽头数量的增加，关键路径的处理时间也会增加。因此，n值较大的高阶滤波器可能不适合处理采样时间较短的信号。

图6为根据一种实施方式的示出数据广播fir滤波器600中的关键路径的示意图。如图所示，数据广播fir滤波器600包括n个加窗函数单元。数据广播fir滤波器600中的n个加窗函数单元的加窗函数系数可以表示为w1,w2,…,wn。数据广播fir滤波器600包括n-1个延时抽头。在操作中，输入信号i(n)在经过n-1个延时抽头并相加以生成输出信号o(n)之前，被转置为多个转置信号。

例如，输入信号i(n)经过n个加窗函数单元w1,w2,…,wn以生成n个转置信号。输入信号i(n)经过第一加窗函数单元wn以生成第一转置信号。第一转置信号经过第一延时抽头并加到第二加窗函数单元wn-1生成的第二转置信号中。该过程重复进行，直到n-1个延时抽头都被经过，且n个转置信号都相加以生成输出信号o(n)。

在某些情况下，关键路径可以代表对应于信号处理块内的最大处理时间的路径。因此，数字信号处理块的速度可以取决于关键路径。这里，数据广播fir滤波器600的关键路径610包括最末加窗函数单元和最末加法函数单元。因此，数据广播fir滤波器600的速度性能不受加法次数的限制。假设每个加窗函数单元的处理时间为tm，且每个加法函数单元的处理时间为ta，那么关键路径的处理时间tc大于或等于tm+ta。随着延时抽头数量的增加，关键路径的处理时间保持不变。因此，n值较大的高阶滤波器可以用于处理采样时间较短且采样速率较高的信号。

图7为根据一种实施方式的示出折叠转换的示意图700。示意图700包括示例展开式fir滤波器710和示例折叠式fir滤波器720。展开式fir滤波器710包括6个加窗函数单元。展开式fir滤波器710中的6个加窗函数单元的加窗函数系数可以表示为h(5),h(4),h(3),h(2),h(1),h(0)。展开式fir滤波器710包括5个延时抽头。在操作中，通过6个加窗函数单元中的每个加窗函数单元将输入信号x(n)转置为6个转置信号。转置信号经过对应的延时抽头并相加，以生成输出信号y(n)。

例如，在展开式fir滤波器710中，输入信号x(n)经过6个加窗函数单元h(5),h(4),h(3),h(2),h(1),h(0)以生成6个转置信号。输入信号x(n)经过第一加窗函数单元h(5)以生成第一转置信号。第一转置信号经过第一延时抽头并加到第二加窗函数单元h(4)生成的第二转置信号中。该过程重复进行，直到5个延时抽头都被经过且6个转置信号都相加以生成输出信号y(n)。

在展开式fir滤波器710中，加窗函数单元h(5),h(4),h(3),h(2),h(1),h(0)具有对称属性。例如，加窗函数单元h(5)的系数等于加窗函数单元h(0)的系数。同样，加窗函数单元h(4)的系数等于加窗函数单元h(1)的系数，加窗函数单元h(3)的系数等于加窗函数单元h(2)的系数。因此，可以使用折叠结构来减少加窗函数单元的数量。

折叠式fir滤波器720包括3个加窗函数单元。折叠式fir滤波器720中的6个加窗函数单元的加窗函数系数可以表示为h(5),h(4),h(3)。折叠式fir滤波器720包括5个延时抽头。在操作中，将输入信号x(n)转置为3个转置信号。转置信号遍历2个延时抽头以生成反馈信号，然后按相反的顺序遍历3个延时抽头以生成输出信号y(n)。

例如，在折叠式fir滤波器720中，输入信号x(n)经过3个加窗函数单元h(5),h(4),h(3)以生成3个转置信号。第一加窗函数单元h(5)生成第一转置信号。该第一转置信号经过第一延时抽头并加到由第二加窗函数单元h(4)生成的第二转置信号中。该过程重复进行，直到2个延时抽头都被经过且3个转置信号都相加以生成反馈信号。该反馈信号m经过延时抽头，增加由加窗函数单元h(3)生成的转置信号，经过另一个延时抽头，然后增加由加窗函数单元h(4)生成的转置信号。该过程重复进行，直到3个延时抽头都被经过且增加了第一转置信号以生成输出信号y(n)。

展开式fir滤波器710的处理时间可以与折叠式fir滤波器720相同，而折叠式fir滤波器720减少了50％的加窗函数单元。

如上文所论述，加窗函数单元可以通过将输入信号乘以加窗函数系数的乘法器来实施。在某些情况下，乘法器可以通过直接执行乘法运算的乘法函数单元来实施。但是，乘法运算可能使用大量资源并耗费大量功率和处理时间。

在某些情况下，先前论述的加窗信号发生器中的加窗函数的系数可以是恒定的。在这些或其它情况下，乘法器可以通过csd运算来实施。csd运算用加法和减法来代替乘法运算。因此，乘法器可以通过移位寄存器、加法器和减法器来实施。使用csd编码乘法器可以节省资源并减少功耗和处理时间。图8为根据一种实施方式的示出示例csd编码乘法器800的示意图。

在示例中，常量乘法a×p可以表示为其中p为变量，a＝aw-1.aw-2…a1a0，每个ai(w-1≥i≥0)都属于集合{-1,0,1}。例如，如果使用csd表示，那么。因此，

相应地，乘法器800包括2个移位寄存器2⁰和2^-2，1个加法器和1个减法器。输入信号p经过移位寄存器2⁰和加法器，且减去经过移位寄存器2^-2的输入信号p以生成输出信号p×0.75。

如图所示，乘法器800的关键路径包括2个加法器。假设每个乘法运算的处理时间为tm且每个加法函数的处理时间为ta，关键路径的处理时间tc因此大于或等于2ta。在某些情况下，2ta小于tm。因此，使用csd编码乘法器可以处理采样时间较短且采样频率较高的信号。

图9为根据一种实施方式的示出优化的csd运算的示意图900。示意图900包括执行乘法函数p×0.61077的csd编码乘法器910。

如果使用csd表示，那么因此，

相应地，乘法器910包括6个移位寄存器2^-1、2^-3、2^-6、2^-9、2^-11和2^-14，5个加法器和1个减法器。在操作中，输入信号p经过每个移位寄存器。通过5个加法器将移位寄存器2^-1、2^-3、2^-9、2^-11和2^-14生成的信号相加，并且通过减法器减去移位寄存器2^-6生成的信号，以生成输出信号p×0.61077。这里，关键路径的处理时间tc大于或等于6ta。

在某些情况下，可以通过时延降低算法来进一步减少csd编码乘法器的计算时间。在某些情况下，时延减低算法从移位寄存器中移除公因子，并将csd运算设置在多级运算中。示意图900包括优化的csd编码乘法器920，其使用时延降低算法来执行乘法函数p×0.61077。如果使用多级运算，则乘法函数可以用以下方程式表示：

相应地，乘法器920包括6个移位寄存器2^-2、2^-3、2^-3、2^-5、2^-5和2^-1，3个加法器和2个减法器。在操作中，输入信号p经过移位寄存器2^-2、2^-3和2^-3以分别生成移位信号922a至922c。如图所示，移位信号922a和922c中的每一个都经过加法器以加到输入信号p中，从而分别生成中间信号924a和924c。移位信号922b经过减法器以减去输入信号p，从而生成中间信号924b。中间信号924b经过移位寄存器2^-5并从中间信号924b中减去，以生成第二中间信号926。第二中间信号926经过另一个移位寄存器2^-5并加到中间信号924a中，以生成合路信号928。合路信号928经过移位寄存器2^-1以生成输出p×0.61077。

优化的csd编码乘法器920的关键路径包括2个加法器，因此关键路径的处理时间tc大于或等于2ta，这会明显降低乘法器910的处理时间。

图10为示出降低波峰因子的示例方法1000的流程图。在某些情况下，示例方法1000可以通过加窗信号发生器来实施。方法1000可以开始于方框1002，在方框1002处，接收输入信号。

在方框1004处，通过多个乘法器将输入信号转置为多个转置信号。在某些情况下，这多个乘法器中的每个乘法器具有一个加窗函数系数，且这多个转置信号中的每个转置信号通过将输入信号乘以这多个乘法器中的每个乘法器各自的加窗函数系数来生成。在某些情况下，这多个乘法器中的至少一个乘法器通过正则符号数运算来实施。在某些情况下，这多个乘法器中的至少一个乘法器通过乘法函数单元来实施。

在方框1006处，基于多个转置信号，通过第一多个延时抽头来生成反馈信号。在方框1008处，基于该反馈信号生成加窗信号。加窗信号降低了源信号的波峰因子。在某些情况下，通过多个转置信号、第一多个延时抽头和第二多个延时抽头来生成前向路径信号。在某些情况下，基于该前向路径信号来生成加窗信号。在某些情况下，基于该加窗信号和源信号来生成输出信号。

虽然本说明书包括许多具体的实施细节，但是这些不应对任何发明的范围或所要求的范围造成任何限制，而应作为针对特定发明的特定实施方式的特征的描述。在单独实施方式的上下文中，本说明书中所描述的某些特征也可以在单种实施方式中组合实施。反之，在单种实施方式的上下文中描述的各特征也可以单独在多种实施方式中或在任何合适的子组合中实施。此外，尽管上文可以将特征描述为以某些组合来行动，甚至最初要求保护，但是在某些情况下，可以从该组合中去除所要求保护的组合中的一个或多个特征，且所要求保护的组合可以针对子组合或子组合的变体。

同样，虽然附图以特定顺序描述操作，但是这不应理解为要求这些操作以所示的特定顺序或按顺序执行，或者要求执行所示的所有操作，以实现期望的结果。在某些情况下，多任务和并行处理可能是有利的。此外，上文所述的实施方式中的各种系统模块和组件的分离和/或集成不应理解为所有实施方式都要求这种分离和/或集成。应该理解，所描述的程序组件和系统一般可以一起集成到单个软件产品中或打包到多个软件产品中。此外，尽管附图中描绘的操作可以指示操作的起始点和/或结束点，但是本发明所描述的方法的实施方式不限于所示的特定起始点和/结束点。其它实施方式可以在操作的不同点开始和/或结束。

本主题的特定实施方式已做描述。所描述的实施方式的其它实施方式、变更和置换在下文的权利要求书的范围内，这对于本领域技术人员将会显而易见。例如，可以用不同的顺序执行权利要求书中所述的行动，并且仍然达到期望的结果。

因此，上文对示例实施方式的描述并不限定或限制本发明。其它修改、替代以及变更也是可能的，而不偏离本发明的精神和范围。