专利名称：用于部分响应解调的方法和设备的制作方法
一般来说，本发明涉及一种正交部分响应通信系统，更为具体地讲，是涉及一种具有提高解调效率的正交部分响应解调器。
在通信链路上用于传送数字数据的正交部分响应通信系统在现有技术中是公知的。一般，QPR通信系统包含一个QPR调制器，该调制器将数字信息调制为能通过传输链路传送到QPR解调器的形式，在QPR解调器上该数字信号得以恢复。
称之为正交部分响应(QPR)的调制方式是多种技术的组合。部分响应涉及这样一种数字通信的方法，在这种方法中预定数目的一种符号响应下一个符号。用于传输二进制数的一种特定的部分响应通信方法是双二进制，在这种方法中构成了三电平(相对于0基准的正的和负的电平)。这种方式是可靠的，并使用低带宽来提供高的比特传送率。当在一个载波上调相时，一个双二进制信号可以与另外的类似调制的双二进制信号以正交(90°相位泄后)方式相组合。这种正交调制保持了双二进制信号的有效带宽，同时加倍了比特的速率。
更为明显的双二进制的方案之一可以表示为下式Yk＝Xk+Xk-1
其中Yk是在时间k的一个符号的编码值，该值是由取时间k的当前的符号值Xk加上前一个符号周期中符号值Xk-1得到的。若输入数据流是具有单元(-1、1)的二进制码，则输出数据流是具有单元(2、0、-2)的三进制码。因此，如果Yk是通过通信系统传输的编码符号，那末Xk＝Yk-Xk-1其中Xk是解码符号值，Yk-Xk-1差值是当前的编码值减去前次解码值。
从上面对双二进制的解码算法明显看出，该解码器是相关的，即发送的比特值Yk的解码过程要求知道前面比特值Xk-1。而这种方法提供了许多好处，相关性可以产生从一个比特到下一个比特的差错的扩展。从一个比特到下一个比特的差错扩展的概率是1/2，通过数个复用的信道的差错扩展的概率与个别信道的各个比特之间的间隔。利用将偶数个(小数目的)信道复用在一起，在任何一个信道中的差错扩展的概率可以变得非常小，例如六个信道的概率变为1/26。然而，当QPR调制发生在将各个信道去复用为I和QL相位时，其中偶数的各个信道去掉了许多原来复用时的差错保护。在一个通常的六信道QPR通信系统中，一半信道去复用为一种相位和另外一半去复用为QPR信号的另一种相位。这就显著地增加差错扩展概率为1/23。因此，应当尽可能地提供QPR通信系统，该系统可以提供有优越性的QPR调制的优点，同时保持其最大信道比特隔离，减小差错扩展概率的好处。
一种用于解调QPR调制信息的优选技术是判决反馈电路。在该判决反馈解调方案中，将一个调幅部分响应信号输入到一个混频器中并被一个与已调数据载波相关的载波相乘。而后该信号分路为I和Q两个信道，其中判决反馈解调器可以用来解调含在其中的数字数据。许多这种判决解码器是相当复杂的，没有相当可观的费用是无法提供精密的解码。这就是为什么需要用于正交部分响应信号的判决反馈解码器，它是简单和不昂贵的，而且它精确地执行QPR信号中信息的解调和解码。
正交部分响应信号的相关解调载波可以由多种不同电路恢复或提取，但是对于产生这种载波的多种有效方法之一是科斯塔交叉环路。科斯塔环的实现是有问题的，因为一般这种环路需要利用昂贵的乘法器，乘法器额外地要求通过该环路的精密增益控制。这种要求将使电路与锁相环解码载波来得到QPR信号的载波相比变得更为复杂。这就是为什么需要一种用于QPR信号的判决反馈解调器的载波提取电路，这种电路简单且不昂贵，而且能精确地执行与QPT载波相关的解调载波的提取。
本发明提供一种改进的QPR解调器，该解调器有效地变换QPR调制数据为一种数字格式。该解调器包括一个具有自动增益控制的调谐器和一个用于接收和变换QPR已调信号的宽频带为中频频率QPR信号的中频放大级。中频QPR信号被传送到一个两通路解调器，该解调器具有QPR调制信号的Q相位通路和另一个QPR调制信号的I相位通路。每个通路包含有具有平衡电流输出的4象限乘法器、滤波器、限幅器和判决电路。
在一个优选实施例中，每个乘法器将中频已调QPR信号与一个适当调整相位的相关载波相混频，产生具有代表数字信号调制信息的电流幅值的平衡输出。该输出电流由一个电流至电压变换器变换为一个电压，并通过一个低通滤波器到达限幅器电路，并送到一个延迟双稳的D输入端。该双稳的输出通过一个电压至电流变换器反馈到该乘法器的输出端而形成判决电路。用这种方式，前次的样值可以反馈到本次样值上并且不需要另外的电流就可以将它们相组合。两个电流信号在电流组合节点上相组合，而不需要附加的加法电路。
如果结合说明书附图阅读了下面的详细描述，本发明的这些和那些特点、目的以及各个方面就会更为清楚地理解并得到全面的说明。各个附图为
图1是按照本发明构成的数字声频通信系统的系统框图;
图2是在图1中所说明的接收机和声频电缆调制器的详细功能图;
图3是对于一个相位的QPR信号的部分响应编码比特流的实际表示;
图4是在QPR格式中编码之前的数字声频信道去复用的比特流的实际表示;
图5是在一个载波上的9-QPR调制的相位图;
图6是标准的CATV频谱的实际表示，该频谱被分为每个带宽为6MHz的多个信道;
图7是如图6所示系统中单个6MHz频带(信道A)的实际表示，其中含有两个3MHz数字声频信道;
图8是如图1所示的详细的调谐器的框图;
图9是如图8所说明的应用特殊的集成电路的详细功能框图;
图10是如图8所示的解调器的详细功能性示意图;
图11是如图10所示的I和Q解调器的详细功能性示意图;
图12和图13是说明在如图11所示的解调器的当前组合方法中，用于I和Q相位的解调方法的波形的实际表示;
图14是如图10所示的改进的科斯塔斯(Costas)环路载波恢复电路的详细电路示意图;
图15是解码解调的相位图。
参照图1，将用于说明本发明的数字声频通信系统的整体框图以8来标示。系统8所说明的是通过电缆系统提供数字声频节目的通信。光盘机10-1到10-n为系统提供多种数字声音信号。这些光盘机(CDplayers)可以是所谓“投币式唱机”(jukebox)型的，其中可以存多达60个或更多个光盘，并由该光盘机选取。
来自光盘机10-1到10-n的数字声音信号输入到编码器20-1到20-n编码器将数据编码为专用的数字格式。控制器和音乐数据库30-1到30-k控制光盘机20-1到20-n的输出，和对这些光盘机中各个光盘的任何一个的选择，并在这些光盘的一一相应的轨迹中提供包括数据节目的数据库。最好是，这些节目数据包括对于含有光盘中的每一首歌的名称、轨迹、艺术家、出版者、作曲者、歌曲识别以及放音时间，等等信息块。
由光盘机10-1到10-n输入的多个数字声音信号利用由控制器和音乐数据库30-1到30-k提供的相应的节目数据信号在编码器20-1到20-n中组合。来自编码器20-1到20-n的组合信号而后被输入复用器40，复用器将这些信号组合为一个串行的数字数据码流。系统的这种方式在复用的数据流中提供30个数字声音信道。
一些附加信号可以与数字声音和节目信息信号相组合。用户控制器45含有那些可以接收数字声音数据的各个用户的信息。这个存在用户控制器45中的用户信息是与数字声音和在复用的40中的节目数据信号相复用的，产生一个含有数字声音、节目信息和国内用户信息的串行数字数据流。
更为具体地讲，从光盘机10-1到10-n的输出被输入到复用器40并被处理为一个特殊格式化的串行数据流。最好是，从16个光盘机10-1到10-16的输出被输入到复用器40，在复用器中这些信号被组合和以两个信道输出到一对速率同步器。而后，速率同步后的信号输入到一复用器和信号压缩器。该复用器和信号压缩器最好利用在美国专利4922537中所描述的数据压缩格式，援引在这里以资参考。复用器和数据压缩器受来自主控制器30-1的输入信号的控制，它还输入相应于该数字声音信号的节目数据信号。该数字声音信号被压缩，节目数据信号与之复用，而后该混合信号输入到一个帧同步检测器和输出格式化器。输出格式化器还可以包括利用例如，数据加密标准(DES)或利用其他类似的在现有技术中公知的加密技术对混合后和压缩后信号进行加密的电路。该信号可以包括利用例如，说明编码或BCH编码(BoseChandhuilHocqueghen)或其他公知纠错/编码方法纠错编码。
声音信号被以每秒44.1K/S(每秒千样值数)的速率来定时。对于每个信道而言，已复用、已压缩、和已加密的信号以1.13Mb/S进行输出。30个信道被复接为33.9Mb/S的复合数据流而后在传送前被进行偏移正交相移键控(OQPSK)格式调制。来自复用器40的串行数字声音/节目数据流输入到数字卫星发射机50，它实现OQPSK调制并经天线51广播到天线59及卫星接收机60。卫星接收机60的位置可以是用于数字声音码流的多个接收站之一。卫星接收机最好位于电缆系统，或其他可以附加的经卫星接收CATV信号的分配系统的首端。而如图所示的卫星发送，本专业的技术人员都清楚，可以利用不限于卫星传输的任何传输系统，诸如，电缆电视(CATV)、微波分配网(MDS或MMDS)，电话系统，陆地广播，和其他同轴或光纤链路。
数字卫星接收机60将数字数据传送到首端处理器70，处理器70而后再将该信息变换和发送到声音电缆调制器75。首端处理器70允许来自本地节目源73的其他数字声音信道与固有的国内广播的30个数字声音信道相加。首端处理器70还起一个数字信号分配员的作用，它允许在数字声音数据码流中以任何次序减去或加上本地信道，以形成不同的信道安排。处理器70还将数字声音数据流去复用使之成为更高效率的规模数据流，以便用于声音电缆调制器75。来自卫星接收机60的CATV信号被传送到CATV电缆调制器78并被以典型的方式调制。而后，已调数字声音数据与来自其他CATV电缆调制器78的已调信号在组合电路80中相加并通过电缆分配系统发送。
电缆分配系统包括线路放大器85，用来放大信号和补偿任何线路损耗。系统抽头90用于将组合信号引入具有数字音乐调谐器100的用户的房屋。数字音乐调谐器100选择包括数字声音和节目数据信号中的一个信道。此外，数字音乐调谐器100将数字声音信号从节目信息信号中分离出来。分离之后，数字声音信号被变换为模拟信号，放大和输出到一个用户的音频设备，同时节目信息信号被处理并送到本地显示或遥控器200。CATV信号通过分路器93从抽头90输入到CATV的机顶变换器300，在一个用户监视器310上收看。变换器300可以由遥控器200或不同的遥控器予以控制。
参照图2，它是更为详细地表示出卫星接收机60的数字声音部分的功能性框图。经卫星接收天线59在C波段或Ku波段将经复用的压缩的和加密的数字声音信号予以接收，和进行放大，以及有可能与其他卫星分配的CATV信号一道在一个低噪声数据块变换器63(或仅仅在一个低噪声放大器LNA中)中进行数据块变换。该信号是在950-1450MHzL波段输出的，并输入到分路器，在分路器中声音信号选择去OQPSK接收机67。由分路器65分离出来的LNB63的输出的其他CATV信号由视频接收机(未示出)按照其卫星传输调制方式进行解调，此后送到CATV电缆调制器78。
接收机67解调OQPSK数字音频信息和提供含有30个卫星信道的33.9Mb/S数字数据流。来自接收机67的33.9Mb/S信号与33.9Mb/S时钟一道输出到首端处理器70的去复用器71。最好是，该去复用器71是一个1∶6的去复用器，它将单一的数据流分为5个信道的六组，每组含有5.65Mb/S的数字音频和节目数据。5个信道的每一组连时钟一起送到六个调制器75-1到75-6中的一个。调制器75-1至75-6的信号被锁定到5.65MHz。75-1到75-6的每个调制器是一种9状态正交部分响应(9-QPR)调制器能够处理5个音频信道和产生占3MHz带宽的复用输出。在RF组合器80中将六个QPR信号组合，通过电缆系统传送到数字音乐调谐器100，在那里它们被解调而后去复用为各个单个的音频信道。
去复用器71和CATV首端的调制器75-1到75-6与调谐器100的解调器和去复用器形成了按照本发明所构成的正交部分响应(QPR)通信系统。在QPR通信系统的优选实施方案中，多个数字数据信道，D1、D2、D3……Dn被时分复用为一个串行数据流。该串行数据流被加到一个QPR调制器上，该调制器取I和Q相位的一对比特，并将其调制为正交部分响应信号，这个信号通过传输链路(电缆系统)被传送到QPR解调器。QPR解调器将QPR已调信号解调为并行的I和Q比特时，这个比特对而后可被组合成一个串行的数据流并利用去复用器去复用成相应的D1、D2、D3……Dn各数据信道。
将支持QPR调制的传输链路可以是任何媒介。最好是，传输链路是电缆电视系统，它包括具有QPR调制器的首端，并且适合于通过电缆电视系统的分配系统将QPR已调信号分配给位于用户房屋中的多个QPR解调器。用这种方法，QPR调制器对位于电缆电视频段的一个载波调制QPR信号，对于通常的操作来说，这个频段是在54MHz与550MHz之间。对这样一个载波QPR调制将占用约3MHz频带，两个这种调制将可能载在一个6MHz标准电视频道。这样产生一种相当有效的通信系统，其数字信息可以以高达5.65Mb/S传送，因此提供一个约2b/Hz的带宽。
图4是具有5个声频信道的单个组数据流的四个比特的单一种实际表示。比特A-D表示用于5个信道，其中各个比特是以时分原理来连续地复用的。另外，对于连续调制来说，这个比特流由75-1，75-6的每一个调制器分为两个数据流I和Q。对于QPR调制，数据流的交替的比特分为I和Q码流。通过将30个数字信道去复用为5个信道的6组，这些组又分为I和Q数据码流，本发明有效地实现了许多人们所理想的优点。
首先，将30个信道去复用为5个信道的6组允许选择奇数的数据信道由QPR调制来传输。通过利用各奇数信道和将交替的比特分割为I和Q相位可以看出，在分割的相位中每个信道比特具有最大的间隔。换言之，在I数据码流中的比特1A的差错在相同信道(A)看到一个差错之前将必须传过5个其他的比特。这就极大地降低了利用QPR调制和偶数信道的系统中单个信道的传送差错的概率。例如，如果在一个比特中出现一次差错，则那个差错传送到下一个比特的概率是 1/2 。将每个比特分隔开使差错传送的概率以1/2N速率下降，其中N为各个信道比特之间的比特数。
当利用QPR调制时，数据去复用为两个I和Q数据码流，加倍数据速率，从而保持了相同的带宽。因为这些是分割信道和没有交叉相关的解调，所以差错不能跨过相位传送，但是，如果利用偶数信道分组，则各个信道比特之间的间隔也将被去掉一串(信道的一半将由I相位传输，一半由Q相位传输)。有优越性地是如图4所示，利用每组信道的奇数，允许在该信道出现的另外一个比特之前保持最大的间隔(所有信道在一个数据流相位上传输，但是每个信道占一半的比特)。这种保持最大间卫和使任何差错的传送最小，是同时取QPR调制技术的全面的和有效的优点。十分明显，这种技术不仅可以用于所表示的调制技术(9-QPR)，而且可以用于利用在其解调过程的相关性的其他技术。
另外，如图4所示，通过在两个数据流之间插入一个偏移比特，则每个分组可采用偶数的信道。在数据信道上利用偏移比特，以便在该信道上数据序列不重复，直至所有的比特都被利用。偏移比特显著降低信息数据的速率，然而在相位分割的各信道中不能减小差错传送的概率。但是，显然数据比特不应该被浪费。传加密控制消息，或者其他类型的有用数据可以填入这些间隙。
图3以图形的方式表示用于数字数据流的部分响应信号(双二进制)。这是一种可以对一个载波进行调幅的三状态信号。当提供这些调幅信号的两个时，它们就构成如图5中状态图所示的9状态QPR调制。I调制在0相位并具有2、0和-2电平，而Q调制相位在90°并具有2、0和-2电平。QPR信号的其他状态是每个具有三状态的两个信号的不同状态的组合。
来自调制器75-1到75-6的已调信号与来自其他电缆调制器77的其他已调信号一起在射频组合器80中进行组合。调制器75-1到75-6数字式滤波数据、正交部分响应调制(QPR)并将QPR信号变换为具有抑制载波的选择输出频率，以便与当前的电缆电视系统的其他调制信道77相组合。5个信道的每组占用3MHz的带宽，并可以在一个6MHz视频信道的一半，或现存电缆电视系统的其他空闲频段中传送。因为本系统可以利用一个公共的6MHz视频信道，所以不要求对当前的CATV分配系统的设备进行修改。另外，可靠的数字调制技术，对于声频信道而言，允许较大的S/N比。它们可以以较低的功率电平传输，从而降低了加载在电缆系统上的整个功率电平和避免了其他CATV信号的失真。
图6表示典型的CATV频谱，其中通常的电缆带宽从54MHz到550MHz被分割为多个6MHz的信道。每个信道具有载波f1、f2、……fn，在这些载波上由标准MTSC电视信号进行幅度调制。如果数字声频将要使用的话，电缆操作员可以预置30个声频信道，6MHz带宽的3个电视信道，10个3MHz带宽的其他频带，或者其任何的组合。图7表示在一个单个的6MHz带宽中数字声频信道的分隔。5个复用的数字声频信道是在一个被抑制载波C1上QPR调制的。该载波频率位于6MHz带宽的开始和其结束之间范围的四分之一处。对QPR调制的比特速率基本上选择为该信道的开始与该信道中间之间3MHz这个范围。而另一个QPR调制的抑制载波C2可以位于信道的3/4距离，在这个位置上其带宽将复盖信道的第二个3MHz。
参照图8，它表示出一个数字音乐调制器100的框图。来自方向耦合器85的数字声频与节目数据信号输入到一个信道调谐器110。信道调谐器110最好在其本振中包括一个锁相环电路。来自信道调谐器110的信号在由解调器125解调前，被变换为IF频率并由中频电路132处理。解调器125的输出是一个QPR解调信号，产生一个5.65Mb/S的数据流，其中含有送到一个专用集成电路(ASIC)140的5个数字声频数据的立体声对。解调器125还提供一个自动增益控制信号130给调谐器110，以保持一个恒定的信号电平。此外，解调器125提供一个时钟音到时钟恢复电路1350数据时钟恢复电路135含有一个用于定时用的33.9MHz晶体137。
这个定时信号到ASIC140，对此将参见图11予以详述。来自ASIC140的数字声频信号被输出到一个数模变换器160。来自数模变换器160的模拟左和右声频信号通过滤波器165-1和165-2滤波，和输入到分路器170。分路器170允许附加的声频分量(例如，光盘机或磁带机的)将以可转换的方式与数据音乐调谐器100相连接。
微处理器150控制调谐器110的锁相环、ASIC140，数模变换器160和分路器170的操作。来自ASIC140的节目数据信号送到微处理器150，在那里将该信号存在微处理器150的内部存储器中，并可以在前面板的接口上显示或通过遥控器传送到发射机190。遥控接收机195通过遥控器200经微处理器150可以选择具体的节目数据信息或声频信道。另外，调谐器100最好在其外壳上有例如按键或乒乓开关这样的输入装置。这些输入装置允许选择信道、台站、节目数据的显示、和含在节目数据信号中的特定的信息的块的显示。
参照图9，经提供了一个ASIC140的更详细的框图。来自解调器125的信号输入到解调器支持电路141，它包括为取样解调信号所需要的逻辑电路(例如，双稳)。来自解调器支持电路141的信号而后输入到去复用器143，它分离5.65Mb/S的数据流，选择5个数字声频信号立体声对中的一个。而后这个信号送到解密电路145。已解密信号而后在信号分离器148中分离，其中节目数据送往微处理器的I/O电路149，而声频数据送往电路147进行解码。解码器147可以利用美国专利4922537中所描述的数据去压缩技术，援引于此的资参考。微处理器的I/O、寻址和控制电路149与微处理器150接口。存储器144分别存储支持在电路143、145和147中的去复用、解密和解码功能的数据比特。该存储器可以是诸如EPROM的非易失型的，或者可以是由电池支持的易失型RAM存储器。
下面结合图10将更为详细地描述QPR解调器和其支持电路。含有5个复用在一起的数字信道的(QPR)已调信号输入到数字音乐终端100的信道调谐器110。终端100的微处理器150控制在调谐器中的本机振荡器的频率，使信道选择信号与所选择3MHz信道的受抑制的载波相混频。对本振频率进行选择，使该信道的频率变换为44MHz的中频频率。该中频信号在中频放大器302中被放大，和在输入到产生平衡输出的第二中频放大器306之前由表面声波滤滤器(SAW)304进行带通滤波。
来自中频放大器级302、306的中频信号被分为两部分。开始通路通过数据时钟恢复电路135，提供数字数据码流的时钟恢复和自功增益控制。其次的通路通过第一和第二解调器级提供QPR信号解调为两个数字数据流。恢复的时钟信号用于将已解调的数据锁存到由D型双稳构成的锁存器336、350中。因此，信道调谐器110和解调器电路产生了两个具有5个数字信道复用在其中的数字数据流I和Q。
数据时钟恢复电路135利用包络检测器308从输入的QPR信号中产生一个时钟单音频率。该数据时钟单音由放大器310放大和由滤波器312带通滤波。而后其输出在一个硬限幅器314中限幅，以在该单音波形的过零点上产生一个跳变沿。该跳变沿在乘法器316中与数字时钟沿相比较，并利用积分器318使误差最小。积分器产生一个使石英控制振荡器320的频率偏移的控制电压。振荡器320的输出先在分频器322进行6次分频，向SASIC140提供一个系统时钟，而后在分频器324中二次分频，提供一个数据时钟。乘法器316、积分器318，压控振荡器320，和分频器322，324构成了一个锁相环，它跟随来自限幅器314的恢复的时钟单音输出的相位。由分频器324来的时钟信号的速率为44.1Kb/S并用于对来自限幅器334、348并进入锁存器336、350的I和Q数据的同步。相对于已解调数据，数据时钟边缘的位置通过改变滤波器312的调谐而改变了。这就在数据时钟单音产生了相位滞后的超前的可控量，因此改变了数据与时钟之间相对的定时关系。一般来说，时钟设置在解调信号的样值大约一个比特的中间部位，那末最有可能的校正值是锁存在锁存器中。利用具有判决反馈电路的解调器级的解调产生了QPR信号的Q相位，该判决反馈电路包括四象限乘法器328、电流至电压放大器330，低通滤波器332，限幅器334，双稳336，和电压至电流放大器338。同样，利用判决反馈电路进行解调产生中频QPR信号的I相位，该反馈电路包括四象限乘法器340，电路至电压放大器342，低通滤波器346，限幅器348，双稳350，和电压至电流放大器344。
Q相位判决电路具有至乘法器328的中频QPR信号的一个输入端和44MHz解调器载波的另一个输入端，该解调器载波的正交相位取决于通过改进的科斯塔环路电路所恢复的载波，关于科斯塔环路将在下文更为详细的描述。四象限乘法器328的输出是一个平衡的电流，它相应于在中频信号Q相位的载波上的幅度调制。这个幅度调制是当前比特的部分响应编码值并必须从该值减去将要从部分响应格式中被解码值的前面一个比特的值。前面的比特值被锁存在双稳336中，以便用于解码和解调的过程。前面的比特值以平衡电流的形式通过放大器338被反馈，该值可以在乘法器328与放大器330之间的连接节点上进行相减。而后解码的幅度调制在放大器330中被转变为电压并在滤波器332中进行低通滤波。滤波器的平衡输出(Q和Q＊)输入到限幅器334，它将平衡的模拟信号变换为数字的逻辑电平，该电平可以锁存在双稳之中。
中频QPR信号的I相位在解调器的相应电路中以相同的方式解调。中频信号输入到乘法器340，在那里与44MHz振荡器的同相位信号相混频。乘法器340的平衡输出已经从中减去由放大器344产生的平衡的电流，该平衡电流代表存在双稳350中的先前比特值。乘法器340与放大器344相连的接点上的电流在放大器342中被变换为电压。而后，放大器342的输出由低通滤波器346滤波和在限幅器348中比较，产生一个数字逻辑电平信号，该信号可以存入双稳350。
为了将44MHz振荡器锁到受抑制载波上，本发明利用了一个改进的科斯塔环路，去提取一个相关的载波信号。用于Q相位(Q、Q＊)的滤波器332的平衡输出连接到一个单刀双掷模拟开关352的输入端，而用于I相位(I、I＊)的滤波器342的平衡输出端连接到另一个单刀双掷模拟开关3540开关352、354的刀端连到积分放大器356的差分输入端。开关352、354的控制端被分别跨接到限幅334、348的输出端，这样限幅器输出端的数字值控制这些开关的动作。
状态是这样进行转换的，对于Q相位限幅器334的输出端的高逻辑电平，I＊信号从开关354输出，和对于低逻辑电平，I信号从开关354输出。相反，对于I相位限幅器346的输出端的高逻辑电平，Q信号从型352输出，和对于低电平信号，Q＊信号从开关352输出。通过积分放大器356的输入端所选择的I和Q信号组合是不同的，以产生最小的误差电压。积分电路356的输出控制44MHz振荡器的频率，使一个相关的载波加到乘法器328、340上，用于数据信号的解调。
利用乘法器328、340的同样和正交相位的混频实现的QPR信号的解调，可以参照下列方程予以解释V(t)＝Mi(t)Sin(ωct)+Mq(t)Cos(ωct) (1)其中V(t)代表QPR信号的时间变化函数;Sin(ωct)和Cos(ωct)分别为同相和正交的载波频率，Mi(t)和Mq(t)是在那些各个载波上的部分响应幅度调制。
如果V(t)由一个相关载波(载波之间没有相角)Sin(ωct)相乘，则方程(1)变为V(t)Sin(ωct)＝M1(t)Sin2(ωct)+Mq(t)[Sin(ωct)Cos(ωct)] (2)由于右边第一项Sin(ωct)＝ 1/2 [1-Cos(2ωct)]，方程变为V(t)Sin(ωct)＝Mi(t)＊ 1/2 [1-Cos(2ωct)+Mq(t)＊ 1/2 Sin(2ωct) (3)其中， 1/2 Mi(t)代表对于I相位的部分响应比特的已解调的幅度电平，而2ω频率由低通滤波器去掉。
同样，如果方程(1)乘载波的正交相位Cos(ωct)则方程变为V(t)Cos(ωct)＝Mi(t)[Sin(ωct)Cos(ωct)]+Mq(t)Cos2(ωct) (4)利用三角的数等式Cos2(ωct)＝ 1/2 [1+Cos(2ωct)]公式(4)右手第二项变为
V(t)Cos(ωct)＝Mi(t)＊ 1/2 Sin(2ωct)+MQ(t)＊ 1/2 [1+Cos(2ωct)] (5)其中 1/2 Mq(t)代表对于Q相位部分响应比特的已解调幅度电平，2ω频率由低通滤波器滤掉。
由于I和Q相位的电平 1/2 Mi(t)和 1/2 MQ(t)分别是作为部分响应信号编码的，所以它们通过从这些电平中减去前面比特值来解码。这是由通过电压至电流变换器328、344的判决反馈来实现的，该变换器将来自锁存器336、350的数字比特电平变换为代表前面的比特值的电流电平。而后，这个电流电平可以从 1/2 Mi(t)和 1/2 Mq(t)电平中减去(反相位相加)，从而产生代表当前比特值的模拟电平。将当前的比特值传输到滤波器332、346并由限幅器334、348从方程(3)和(5)中提取。当前的比特值以数据时钟频率取代在锁存器326、350中前面的比特值，并且对于数据流中的后续比特周期性的重复。
图11是如图10所示的解调电路的详细电路图。解调器电路包括对于QPR信号的I和Q相位的两个基本相同的电路，这些电路包含执行基本类似的功能的部件，这些部件的标号由相差100的数字来表示。Q相位电路包括四象限积分电路乘法器402，它具有来自中放306的平衡输入端1N+，1N-。到乘法器402的其它平衡输入端是来自由电阻407、411、400和401组成的网络。去耦电容404和409为高频噪声分量到地提供通路。在此基础上，直流偏置被调制到科斯塔环载波恢复电路的90°输出(正交相位)上。乘法电路402还有一个连接在增益输入端G1、G2的增益控制电阻404。偏置电阻408连在编置输入端与地之间，以提供用于启动该IC芯片的电路元件的偏置。四象限乘法器产生的平衡电流从端子(+0)和(-0)经电阻448、454输出到一对NPN晶体管450和456。与电阻420和422组合的晶体管450和456构成电流至电压放大器和形成射随器状态。晶体管450的发射极连到电阻452，电阻452又连到地。同样，晶体管456具有射极电阻458，电阻458连在发射极与地之间。射随器为电流组合节点提供高输入阻抗，并且其输出电压与晶体管450、456基极上被放大的电压成比例。
从射随器的平衡输出经一对耦合电容460、462输入到低通滤波器。该滤波器是平衡输入平衡输出，由电容464、472，电感466、468和电阻470、474构成的贝赛尔函数型滤波器。滤波器通过低频调制分量Mi(t)和Mq(t)，而滤掉诸如2ω频率和较高次谐波的噪声分量。滤波器的平衡输出是信号Q和Q＊，该信号变为一组输入信号送到载波恢复电路。另外，这些模拟信号分别通过反相和非反相输入端输入到比较器476。比较器476作为限幅器工作，它具有连在其输出端与正电压+V之间的正偏电阻478。电容482用作为RF地线，以便去耦噪声。比较器476取滤波器平衡输出之间的幅度之差，取决于差的符号而产生+OV或+V的输出。这样就将比特解码为数字逻辑电平信号，0比特状态相应于低逻辑电平+OV;1状态相应于逻辑高电平+V。这种数字信号是与归纳逻辑兼容的TTL信号，诸如D型双稳484，其输入端在D端。来自限幅器476的数据比特以与QPR信号的比特速率相同数量级的一个时钟速率锁入锁存器。如前文所述，任何当前的数据(Q数据)或其反相(Q＊数据)都用于电路的其他部分以便去复用。
双稳484的Q数据输出还反馈到电压至电流放大器，该放大器通过从当前的比特值减去前次比特值而产生判决反馈编码。电压至电流放大器包括镜象NPN晶体管424和430，这些晶体管在其发射极与NPN晶体管436的集电极相耦合构成电流源。晶体管436的基极包括通过电阻440、444、二极管438和可变电阻446到地的偏置。集电极至发射极电流可如此被控制，即将其发射极通过一个电阻442连接到一个负电源-V。对晶体管436的恒定偏置提供了一个可控制的电流源，该电流源的镜象晶体管通过其发射极供电。晶体管424和430的集电极分别通过电阻422和420连到正电源++V。电容423对从电路进入电源的噪声去耦。电阻420与晶体管430的集电极的结点形成了在乘法器402的输出端(+0)上的一个电流组合节点。同样，电阻422与晶体管424的集电极的结点形成了在乘法器402的输出端(-0)上的一个电流组合节点。晶体管424的基极偏置是连接在E电压与地之间由电阻426与428组成的分压器的结点的一个恒定电压。晶体管430的偏置来自电阻432与434的结点，上述电阻连接在双稳484的Q数据输出端与地之间。
从操作上讲，对于来自双稳484的输出端的一个低电平电压，该电压代表前一个比特的数字零，晶体管430截止，晶体管424导通。因此，在电阻422与442确定电平下，流过恒流源晶体管436的电流量是恒定的。然而，如果从双稳484的Q输出的电压电平是高TTL电平，则晶体管处于更多地导通状态，流过恒流源晶体管436的恒定电流是由电阻420、422相串联再与电阻443并联组合来确定的。这一恒定电流对应于Mi(t)直流电平的反相状态电平。电压至电流变换器将该逻辑电平(Q数据)变换为相应于输入信号解调幅度电平的平衡电流电平。以这种方式，前次比特电平被从目前比特电平中减去，对部分响应信号进行了解码，该部分响应信号是原来出现在乘法器402的输出端的信号。
判决反馈电流是取决于判决比特值是1或是零，将预定量的正电流或负电流与乘法器的电流输出相组合来操作。在图12和13中，分别说明了I和Q信道的乘法器402、502的正(+0)输出的这种操作。乘法器402、502的负(-0)输出将具有所示波形的反向波形。波形A表示来自乘法器402、具有三个电平(1、0、-1)的三电平电流信号Mi(t)。具有两个电平(+5，-5)的二进制判决反馈波形B与波形A组合而产生波形C，波形C实质上是在取样时间上的两电平信号。限幅器476用于变换模拟信号和其反向信号为一种数字逻辑电平信号，并从而去掉由于噪声、不良调制，或其他差错在最终信号上的幅度变化。
I相位电路的操作与Q相位电路相类似，利用具有来自中频放大器306的平衡输入端1N+，1N-，和来自载波恢复电路的其他输入端的乘法器。I相载波恢复信号在0°相位。电流至电压放大器对于I相位是由NPN晶体管550与556来实现的，上述晶体管组成射随器。平衡滤波器由电容564、572，电阻570、574，和电感566和568组成。对于I相位信号通路的限幅器是由具有正偏电阻578的运放576实现的。限幅器576如上文所述是连到D型双稳584的D端，该双稳是由恢复的数据时钟锁定的。它的输出同样是I相位的数据或者该数据的反相I＊被送ASIC处理电路的复位端。类似的电压至电流减法电路是由电流源晶体管536和镜象开关晶体管524与530供电。
下面图12更为详细地解释驱动I和Q相位的解调器的载波恢复电路的操作。为了实现解调，正如上文已描述过的那样，需要产生与信息载波相关的解调载波的相位，为了正交解调，需要载波的同相与正交相位。图10的优选实施例以有效的和有优点的方式实现了这些功能，该实施例通过提供一种改进的科斯塔环路载波恢复电路，这种电路是与QPR信号相位相关的。
载波恢复电路包括一对双刀单掷固态模拟开关的变形，这个开关最好是集成电路600。来自限幅器476、576的数字输出通过到该开关的A、B控制端的输入用于对每个开关的控制状态。来自平衡滤波器的Q与Q＊信号输入到一个开关的x0、x1的端子，来自平衡滤波器的I和I＊信号输入到另一开关的y0、y1端子。当LA与B控制输入为低电平，x0的输入是来自X输出端的输出，而y0输入是来自Y输出端的输入。当施加一个高逻辑电平到A端时X输出转至x1输入，和法施加一个高逻辑电平到B端时Y输出转至y1输入。
这些开关的X、Y输出端部分分别通过预滤波滤波器连接到运放614的反相与非反相输入端。X输出端由电阻604与电容608滤波，而Y输出端由电阻608和电容606滤波。运放614作为积分器的组态并具有差分输入。输入网络包括电阻610与电阻618，它们的结点连到非反相输入端，对积分器的时间常数做出贡献。反馈电路包括电容621和电阻624它们与电容622相并联，并耦合在运放614的输出端与其反相输入端之间。取决于在限幅器中这些比特的状态，I和Q信号的不同组合对于确定它们之间是否存在任何相位误差的相关性是不同的。如果存在差错，则积分器从电阻628产生一个控制电压输出。如果差别是正的，控制电压是一种极性;如果差别是负的，控制电压是另一种极性。
控制电压输入到一个变容二极管630，该二极管的电容随着施加的电压而改变。变容二极管630与包括电容632、634、638-642和电感636的电路确定由NPN晶体管650、652组成的压控振荡器的振荡频率。晶体管650的集电极通过电感644和并联电阻668连接到电源+V和在其集电极到地和在其发射极通过电感654和串联电阻656到地。用于晶体管650、652的直流偏置网络包括连接在电源+V与地间的电阻644、646和648。
从电阻646与648的结点向晶体管650的基极提供编置电流，而从电阻644、646的结点向晶体管652的基极提供偏置电流。通过由电容658和662组成的电容网络提供一个正反馈通路。一个来自发射极与电感654的反馈信号，通过电容658送到晶体管652的基极，并通过电容660送到晶体管650的基极。电感654、664和电容658、660、662连同上文提及的控制电路一起确定选择作为44MHz中频载波频率的振荡频率。这个频率可以通过加在变容二极管630上的控制电压略微地改变，去对用于解调的恢复载波的相位锁相。
而后，相关的恢复载波通过电容670耦合到由电容672，电感674和电容676组成的匹配与谐波抑制滤波器。恢复载波信号而后在可变电容678与电感680的结点分路。电感使恢复载波信号输出在电容676上及其输出端上产生一个90°的滞后。这就提供了用于解调处理的同相与正交相位的相干的载波。正交相位的差可以通过可变电容678调整。
载波恢复电路的操作可以从用于控制积分器614的科斯塔误差电压Ve的方程中理解。实质上可以将科斯塔误差电压Ve表示为Ve＝(SIGN(I)＊Q-[SIGN(Q)＊I] (6)应当注意到，方程6提供一个差电压，基于四象限的解码数据使本机振荡器处于或向正确的方向(或正或负)移动。由于从每个解调器环路的每个限幅器输出的数字电压电平实质上执行SIGN函数，所以仅仅需要选择对于该信息代替相位的已解码比特的正确的模拟电压电平。滤波器的平衡输出为了产生方程6的右侧的两项，允许简单的转换选择。例如，如果对于I相位限幅器576的输出是0电压，即SIGN(I)＝(-)，则模拟电压Q＊由开关600选取以区别积分器614中的值。如果对于I相位限幅器576的输出是+V电压，即SIGN(I)＝(+)，则模拟电压Q由开关600选取，以区别积分器614的值。对于反相Q，情况也如此，其中对于限幅器476的输出为0+V电压，开关600分别选择模拟电压I＊、I，以区别积分器中的值。差电压Ve的符号代表相位误差的方向，而差电压Ve的幅度代表相位误差需要重新同步的量(当误差已经减到接近于0)。科斯塔环将已解调载波同步到QPR信号载波上，应注意，相位误差将产生与正常电平(±1)不同的解调(模拟比特电平)。图15表示对于解码比特的正常电平输出(各种状态)。这个点阵是以载波频率ω旋转的并产生正常电平要求的相对于所发送的载波无相位误差的解调载波。对于一个相位的比特电平在幅度上的误差还涉及反相位的比特电平的误差，即如果I小，由于相位误差，Q将成比例地大(见方程3和5)。通过取两个电平间的差，可以计算出校正这种误差的相位误差和方向的量的表示值。例如，如果I等于+.8，Q等于1.2，则在第一象限正常状态应为(1.1)和SIGN(I)＊Q-SIGNQ＊I＝+.4，这表示解调载波滞后于QPR信号载波，它必须增加，直至误差电压+.4减小。
至此已经表示和描述了本发明的优选实施例，十分明显本专业的技术人员可以做出各种改进，但未脱离开后面所附的权利要求书所限定的本发明的精神与范围。
权利要求
1.一种用于正交部分响应(QPR)信号的解调器，该信号具有如下形式Mi(t)＊Sin(ω0t)+Mq(t)＊Cos(ω0t)其中Mi(t)和Mq(t)是载波频率为ω0t的同相和正交相位的编码部分响应信息调制，上述解调器包括用于从QPR信号解码数据时钟和用于产生恢复的数据时钟信号的装置；用于产生与QPR信号载波相关、具有同相和正交相位的、频率为ω0t的解调载波的装置；用于将QPR信号与同相相位的上述解调载波相混合的第一装置，上述第一混合装置产生一个包含Mi(t)分量时间函数的电流；用于在由上述恢复的数据时钟信号确定的一个取样时间上判定Mi(t)是正还是负的装置；用于所判定Mi(t)的符号而产生一个数字输出的装置，其中如果Mi(t)是正的，上述数字输出是一个状态，如果是负的，则又是一个状态；用于从上述第一混频装置的输出中减去等于上述数字输出产生装置的先前状态的一个电流的装置；用于将QPR信号与上述解调载波的正交相位信号相混频的第二装置，上述第二混频装置产生一个包括有Mq(t)分量时间函数的电流；用于在由上述恢复的数据时钟信号确定的取样时间上判定Mq(t)是正还是负的装置；用于依据判定Mq(t)的符号而产生一个数字输出的装置，其中如果Mq(t)是正的，上述数字输出是一个状态，和如果是负的，为另一个状态；和用于从上述第二混频装置的输出信号中减去等于上述数字输出产生装置的先前状态的电流的装置。
2.如权利要求1所述的QPR解调器，其中上述第一混频装置产生的电流包括含有Mi(t)和Cos(2ωct)的第一分量信号，其中上述第二混频装置产生的电流包括含有Mq(t)和Cos(2ωct)的第二分量信号，该解调器还包括用于从上述第一分量信号中滤出Mi(t)的装置;和用于从上述第二分量信号中滤出Mq(t)的装置。
3.如权利要求2所述的QPR解调器，其中用于对上述第一分量信号进行滤波的所说装置包括一个电流至电压变换器;和用于对上述第二分量信号进行滤波的所说装置包括一个电流至电压变换器。
4.如权利要求3所述的QPR解调器，其中上述第一数字输出产生装置包括一个模数变换器，用于将Mi(t)的模拟电压电平变换为具有两个逻辑状态的第一数字信号;和上述第二数字输出产生装置包括一个模数变换器，用于将Mq(t)的模拟电压电平变换为具有两个逻辑电平的第二数字信号。
5.如权利要求4所述的QPR解调器，其中上述第一相减装置还包括用于将上述第一数字信号变换为一个模拟电流信号的装置，该模拟电流信号具有相应于该数字信号各状态的两个电流电平;和上述第二相减装置还包括用于将上述第二数字信号变换为一个模拟电流信号的装置，该模拟电流信号具有相应于该数字信号各状态的两个电流电平。
6.如权利要求5所述的QPR解调器，其中上述第一相减装置还包括适合向一个电流组合节点施加一个+i的电流电平的电流源;适合从上述组合节点减去一个电流电平-2i的一个电流源;连接在上述组合节点与上述电流源之间的转换装置，该装置具有连接到上述第一数字信号的一个控制端，上述转换装置对于该第一数字信号将上述电源连接到上述组合节点，而对于该第一数字信号的另外状态将上述电流源从上述组合节点上断开，因此对于上述第一数字信号的一个状态将+i的电流电平施加到上述组合节点，对于上述第一数字信号的另一个状态将-i的电流电平从上述组合节点减去。
7.如权利要求5所述的QPR解调器，其中上述第二减法装置还包括适合施加一个+i的电流到一个组合节点的电流源;适合从上述组合节点减去一个-2i电流的电流源;用于连接在上述组合节点与上述电流源之间，具有一个连接到上述第二数字信号的转换装置，上述转换装置对于该第二数字信号的一个状态将上述电流源连接到上述组合节点，和对于该第二数字信号的另一个状态，将上述电流源与上述组合节点断开，因此对于上述第二数字信号将+i电流电平施加到上述组合节点和对于上述第二数字信号的另一个状态，将-i的电流电平从上述组合节点中减去。
8.如权利要求3所述的QPR解调器，其中电流至电压变换器包括连接在一个电压源与上述组合节点之间的一个阻抗;与上述节点相连接的电流至电压变换器具有一个相当高的输入阻抗。
9.如权利要求8所述的QPR解调器，其中上述电流至电压变换器包括一个组成射随器的NPN晶体管，该晶体管的基极连接到该组合节点，其发射极通过一个发射极阻抗连接到地，其中上述电压信号是从上述晶体管的发射极端与上述发射极阻抗之间输出的。
全文摘要
一种包括数字调制与解调方案的数字射频通信系统，该系统有效地利用了电缆电视系统的带宽与信道分割。一个30个信道数字比特流被去复用为5个信道的6组。此后每组信道以正交部分响应(QPR)方法调制一个载波。而后该QPR信号，即调幅双边带载波抑制(AMDSBSC)信号通过电缆系统传送到多个用户，这些用户都具有QPR解调器。这些解调器是具有改进科斯塔环载波恢复电路的判决反馈型的。
文档编号H04L27/00GK1081044SQ93105489
公开日1994年1月19日 申请日期1993年3月16日 优先权日1992年3月16日
发明者L·蒙特勒伊 申请人:亚特兰大科研公司