专利名称：定时相位探测器及其定时回复的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用四点快傅里叶变换(此后简称作FFT)的定时相位探测器，更具体地讲本发明涉及为了将一个模拟信号转换成数字信号使用在定时回复中的定时相位探测器。其是用在数字高清晰度电视中对于地面广播使用直角相位幅度调制(QAM)，或者用在数字接收器中对于数字卫星通讯或卫星广播，使用直角相移键(QPSK)。
用在常规的QAM信号方式中的定时相误差计算法，大致分为一种决定-依赖方式和一种带-边缘分量最大值(BECM)方式。决定-依赖方式，对于一个符号周期，取样一次致使在传输速度快的数字通讯系统中取样的速度是快的。然而，该方式与其他方式比较需要太多的存储器件和太多的运算。
当取样的接收信号通过均衡器时，该BECM将均衡器输出的均方误差减至最小。为此，使用在以符号频率取样的接收信号的数字信号谱中，使用减少产生零的几率的方法。因为±1/2符号频率的信号具有不同的相位，所以，产生零谱。因此，BECM是一种固存的控制接收信号取样时间的方法，致使±1/2符号频率信号具有相同的相位。该BECM包括基带模拟方式，带通数字方式和FFT使用方式。当前，对于应用软件集成电路(ASTC)，技术的发展促进朝向模拟数字转换的趋势。基带模拟方式是过时的。带-通数字方式涉及复杂的硬件，这是因为它包括复合带滤波器和复杂的乘法器。
快傅里叶变换方法包括由塞尔德(Cerder)和迈尔(Meyr)在1988年推荐的定时相位误差计算法(″数字滤波器和平方定时回复″IEEE Trans.On Comm.Vol.36，No.5PP.605-612，May，1988)和由巴顿(Barton)在1992年建议的一种算法(″一种新频域方法对于符号定时回复及其应用在多载体解调中″信号处理IV理论和应用，ed.J.Vandewalle，R.Boite，M.Moonen，and A.Dosterlinck.AmsterdamElsevier，1992)。迈尔的方法以谱滤波器代替通常的瞬时滤波器使用傅里叶变换。该算法的框图表示在
图1中。
如图1所示，将一个基带模拟输入信号S1加到模拟-数字(A/D)转换器1上。A/D转换器1的输出S2通过平方部分2，FFT部分3，平面滤波器部分4和坐标旋转数字计算机[Cordic)部分5，并作为定时相位误差计算值输出。
FFT部分3的输出S8包含在输入信号中通过±1/2符号频率所分离的信号相位误差分量。平面滤波器4使FFT部分3的输出S8，直接通过在复数区中一个低通带滤波器，将定时相位探测器具有的延迟减至最小。然而，平方电路在硬件中是难于提供的。况且，在电路中信号谱的带宽实际上是成倍的对于每一种符号取样四次。
在A-加里利(A-Jalili)的方法中，给定的定时相位误差是常数，从在接收信号谱上符号频率分离的两个信号分量中可以得到公式(1)θ＝1/2πarg(S(f，θ)-arg(S(f＋1/T，θ)-arg(H(f＋1/T))公式(1)其中T是符号的周期；S(f)是接收信号谱；和H(f)是整个波形谱在上述情况中，假设H(f)是具有常数相位的函数，也就是-arg(H(f＋1/T))是零或者一个常数值，该A-加里利的算法可以举例说明如图2所示。在A/D变换器1中将接收信号S1变换成数字信号S2，并且加到FFT部分10上。按照FFT部分10窗的数目FFT输出S5-1—S5-4加到Cordic部分11的相应的Cordic的11-1到11-4来计算相位值。Cordic部分11的各自输出S6-1—S6-4通过一对减法器12-1，和12-2，的进行减法部分12，并通过一个平均部分13以便计算定时相位误差计算值S7。
上述方法不需要平方电路，不像迈尔的方法那样，并且避免加宽信号谱的带宽致使通过对每种符号进行取样两次并没有发生信号谱的重叠。然而，当FFT部分10的窗增加时，硬件量也随之增大。况且，符号频率1/T分离的几对信号分量也增加Cordic部分11的硬件。
对于另一种FFT相关的方法，美国专利US5,199,078已公知。在上述公开中，为了FFT起见，将数字音频信号分成几个重叠时间窗段。把FFT变换段按频率分组求平均。上述方法以一个值代替几个幅度值是有优点的。然而，将一个信号分离成几段处理将使硬件变得复杂了。
所以，本发明的目的是提供一种定时相位探测器使用FFT其中4点FFT使用了，且4点FFT的输出相加来计算复数相位致使FFT的结构简化了，并且用于计算复数相位的Cordic硬件量减少了。
本发明另一个目的是提供一种定时回复，其中通过90°相移和/转储的输出，使用4点FFT以及和/转储的方法来计算定时相位误差，由此阻止按照带电改变定时相位误差计算值。
为了实现本发明的第一个目的，提供了一种使用直角相位幅度调制的定时相位探测器，包括4点快傅里叶变换部分用于傅里叶变换模拟-数字变换器的数字输出信号；一个和/转储部分用于将4点快傅里叶变换部分的输出相加并输出；以及一个Cordic部分用于计算复数相位以便在X-Y坐标系中指明和/转储部分的输出。
为了实现本发明的第二个目的，提供了一种使用直角相位幅度调制的定时回复，包括4点快傅里叶变换部分，用于傅里叶变换模拟-数字变换器的数字输出信号；一个和/转储部分，用于把4点快傅里叶变换部分的输出相加并输出；一个移相器用于将和/转储部分的输出相移90°，并把相移输出提供到Cordic部分；以及一个Cordic部分，用于计算复数相位以便在X-Y坐标系中指明相位移输出。
图1是迈尔模式快傅里叶变换(FFT)定时相位探测器的框图2是A-加里利模式FFT相位探测器的框图；图3是本发明测定FFT定时相位误差所用的框图；图4是本发明和/转储部分的框图；图5是本发明坐标旋转数字计算机部分的框图；图6A-6E是表示在本发明各个构件的定时图；图7是本发明定时回复的框图；图8A表示在定时回复中具有-90°相位移的移相器；图8B表示在定时回复中具有+90°相位移的移相器；图8C表示在定时回复中具有0相位移的移相器；和图9表示在本发明定时回复中相位误差计算特征图。
本发明考虑了并基于以下原理，以便解决上述的缺点。
本发明使用的原理是通过N次取样，将输入信号分成L块，而对于各个块进行了N点单个的傅里叶变换，并且将变换的结果相加使得矢量的第K个分量与矢量的K’＝第KL分量相同，其是LN点单个傅里叶变换的结果。
通过以下傅里叶变换可以证明上述原理。如果将N点单个傅里叶变换相加L次，那么得到了公式(2)。Σm-0L-1Xk,m=Σm-0L-1Σn-mN(m+1)N-1Xne-j2π(n-mn)k/N]]>=Σm-0L-1Σn-mN(m+1)N-1Xnej2πnk/N]]>=Σn-1LN-1Xnej2πnk/N,k=0,1,···,N-1]]>公式(2)当进行了LN点单个傅里叶变换时，Xk′=Σn-0LN-1Xne-j2πnk′/LN,k=0,1,···,LN-1]]>公式(3)换句话说，只有当K’＝KL时，得到同样的结果。
所以，本发明粗略地讲是通过使用4N点FFT部分来提供一种定时相位探测器，其中FFT输入的数目是4并将4点FFT的输出相加4次。此外，没有几对信号分量在频率上分离长达1/T，而在其中只使用代表±1/2T的信号分量。上述情况并不增加硬件的复杂性和数量。
本发明如图3所示包括一个FFT部分，一个和/转储(S/D)部分以及一个减法器。
在图3中，把由分量I和Q组成的基带模拟信号S1加到A/D变换器1。将A/D变换器1的输出S2加到4点FFT部分20上。FFT部分20的输出S3-1和S3-2通过和/转储部分21和坐标旋转数字计算机部分22。在进行减法部分23中，该输出是作为定时相位误差计算值(S5)输出。
如公式4所示，在此，4点FFT部分表明是由移位寄存器，加法器和减法器所组成。X[k]=Σn-03x(n)e-jπ2nk]]>(对于K＝0，1，2，3)X[3]=X(0)+X(1)e-j32π+X(2)ejn+X(3)e-jπ2]]>(对于X[3]＝X[3]R＋jX[3]r)X[1]R＝x(0)R－x(1)I－x(2)R－x(2)IX[1]I＝x(0)I－x(1)R－x(2)I－x(3)RX[3]R＝x(0)R－x(1)I－x(2)R－x(3)IX[3]I＝x(0)I＋x(1)R－x(2)I－x(3)R公式(4)(如果K是0，2，那么上述公式不用于相探测器。X[1]1和X[3]1是虚数值，而X[3]R和X[1]R是实数值。)在图4中，S/D部分21的S/D21-1是由用于接收作为一个输入的4点FFT部分20的输出信号S3-1的一对加法器30；和用于存储加法器30的输出S12，将存储值送回到加法器30作为另一输入；以及在同时反复地将相加值存储到输出值的一对寄存器31所组成。将时标A加到寄存器的时标入口CK3。把清除信号B加到清除入口CLR。如果在S/D部分21中，将4点FFT部分20的输出相加15次或16次，那么4点FFT部分20和S/D部分21将起到60或64点FFT的功能。当FFT的窗是更大时，FFT的输出分量的带宽是更小。当带宽是窄时，计算值更接近定时相位误差。然而，当带宽更窄时，在得到正确的计算值中的延迟时间增加，从而延缓整个定时恢复系统关于接收信号定时变化的反应。所以，窗的大小应该依据技术条件来决定。当一个系统设计成可控窗的大小时，该系统将可更灵活使用。
坐标旋转数字计算机部分22计算复数输入相位。如果有输入(X11，Y11)，那么其输出θ满足X11,Y11=(X112+Y112)ejθ]]>。坐标旋转数字计算机部分22进行如公式(5)的算法。
Y12＝ξ11X11X12＝ξ11X11(对于ξ11是Y11的MSB″1″是1，和″0″是-1)
Y1i＋1＝Y1i＋ξ1i2-(i－2)X1iX1i＋1＝Xli－ξ1i2-(i－2)Y1iY1i，i≥2λ1i=Σj-1iζ1jαj]]>(对αj是ATR(Arc Tangent基数)数字表。
α1＝90°，αj＝arctan(2-j)，和j≥2)图5表示以上算法的硬件框图。将从S/D部分21的S/D的21-1，21-2之一的输出N1-1，N1-2加到输入寄存器部分41的寄存器41-1，41-2。分别输入寄存器41-1，41-2的输出通过符号变换器部分42的符号变换器42-1，42-2，并且作为信号，N2-1，N2-2的输出。在此，通过输入寄存器部分41-2的MSB(在公式(5)中的ξ11)控制符号变换器部分42。信号N2-1，N2-2相应于公式(5)的(X12，Y12)。信号(N2-2，N5-1)和(N2-1，N5-2，作为一对，加到多路调制器(MUX)部分43的第一和第二MUX43-1，43-2。通过MUX控制信号D决定MUX部分43的N3-1，N3-2输出。将MUX部分43的N3-1，N3-2输出加到内寄存部分44的寄存器44-1，44-2。把N4-1，N4-2输出同时送到加法器47的一个入口并且送到移位门部分45。将移位门部分45的移位门输出45-1，45-2加到符号变换器46的变换器46-2，46-1。把变换器46-2，46-1的输出加到加法器47的另一个入口。将加法器47的第1和第2加法器47-1，47-2的输出N5-1，N5-2作为另一个输入加到第1和第2MUX43-1和43-2。
通过内寄存器部分44-2的MSB来控制符号变换器46。通过控制逻辑决定了移位门部分45的毕特移位量，将表部分49的输出N8与相寄存器部分48的输出N7一起，通过由内寄存器44-2的MSB所控制的符号变换器50，加到加法器51上。把加法器的输出N6加到相寄存器部分48上。对于坐标旋转数字计算机的输出，加法器输出N6通常不需要精确度超过16毕特。所以，进行上述操作直到输出(N6)i＝15，即输出15毕特。
将与表示在图6A-6E的定时图一起来描述以上的操作。
坐标旋转数字计算机部分22的输入(X11，Y11)和输出λji(i＝16)，是与图6C时标同步的输入/输出。
图6D表示MUX控制信号D用于控制MUX部分43的第1和第2MUX的43-1，43-2。如果信号D是″0″，那么MUX部分43输出加法器47的输出。如果信号D是″1″，那么符号变换器42的输出N2-2，N2-1就是输出。图6B是一个表示在图4的和/转储21-1的清除信号B且用于清除寄存器31。
图6E是一个控制信号CON，即移位门部分45的控制信号，其移位像附图中所表示的值那么多。
结果，在图5中，装有MUX部分43和加法器47的上部分，接收输入信号(X11，Y11)，并且如果满足(X11,Y11)=X112+Y112ejθ]]>，那么内寄存器44-1将输入信号变换成X112＋Y112。内寄存器44-2将输入信号变换成″0″同时，在图5中，具有相寄存器部分48和加法器51的下部分重复识别内寄存器44-2的MSB的符号的步骤以得到值″0″，而无关于图5上部分的操作。
在图3中，将输出N6分成输出N6-1，N6-2。输出N6-1具有信号分量相位是+1/2符号频率，同时输出N6-2包含-1/2符号频率的信号分量。这两个值之间的差别是定时相位误差计算值θ。通过计算机程序实验，定时相探测器的计算值θ表示如图9中所示的特性。
在图9中，在定时相误差是″0″的一点上，关于实例值带宽是0.005/T，0.001/T，0.05/T和0.1/T所表示的相误差计算值特征图A、B、C、D。在定时相误差是0°的一点附近，定时相误差计算值θ，输出与带宽一致，其是4点FFT20的窗数，可以做如下解释。如果带宽是大的，那么定时反应速率变成更快，但是在特征图C和D中得不到准确的相误差值。这是因为随着带宽变得更宽时，定时相误差增加。如果象图A和B那样带宽是窄的，该计算值近似是定时相误差。然而，当带宽更窄，定时回复系统的反应速率变成更慢。因为上述理由，在两种因素之间应该调节。
当定时相误差是-π/2或π/2，其可以精确地得到而无关于FFT窗的数目，依据上述事实，能够形成直角相位闭锁回路，其将相误差移位使得定时相误差集中在±π/2上，如图7中所示。
图7所示定时回复包括一个A/D变换器1、将一个基带模拟输入信号S1加到其上；一个4点FFT部分20，用于接收A/D变换器1的输出数字信号S2并通过使用移位寄存器加法器和减法器得到FFT值；有一对和/转储21-1，21-2的和/转储部分21，用于将4点FFT部分20的输出信号S3-1，S3-2分别相加16次，为的是实行64点单独FFT功能并由此控制输出带宽；有一对移相器8-1，8-2的相移位部分8，用于接收和/转储21-1，21-2的输出(X11，Y11)，(X21，Y21)并将它们的相移位90°或-90°，这要依据选择的信号Sel致使如果误差是大的，那么定时相探测器的增益变大加快收敛速率，并且如果误差是小的，那么增益变小在收敛之后得到标准时标；有一对坐标旋转数字计算机22-1，22-2的坐标旋转数字计算机部分22，用于计算复数输入相为的是在X-Y坐标系中指明移相器8-1和8-2的90°或-90°相移位输出110和111；一个进行减法部分23用于得到在输出信号N6-1和输出信号N6-2之间的差，并输出定时相误差计算值，其中N6-1输出信号是其有信号分量+1/2符号频率相的坐标旋转数字计算机22输出信号，而N6-2输出信号是具有信号分量-1/2符号频率相的坐标旋转数字计算机22的输出信号；一个回路滤波器6用于接收进行减法部分23的输出并将它送至VCO；以及VCO7，用于将产生时标信号加到A/D变换器1上，这要依据通过回路滤波器6的相误差计算值的输出来定。上述定时回复结构如图3所示。然而，其差别在于和/转储部分21的输出是相移位90°或-90°并送至坐标旋转数字计算机部分22上。
简言之，将和、转储21-1，21-2的输出信号，在相位上移位90°或-90°，并通过坐标旋转数字计算机22-1，22-2用于计算复数输入相位致使90°或-90°相移位定时相误差计算值是由进行减法部分23的输出。由进行减法部分23的信号输出是输入到VCO7用于将产生时标信号加到A/D变换器1上这要依据通过回路滤波器6的相误差计算值来定。将VCO的信号输入到A/D变换器1上。
在上述定时回复中，如图9所示，该定时相误差集中在90°或-90°致使如果定时相误差是大的那么相探测器增益变大加快收敛速度，而如果误差是小的，那么增益变小得到标准时标。
考虑到移相器8的结构、如图8A中所示，提供了符号变换器8-3用于依据直角相位选择信号，将符号进行变换。在图8A中，移相器闭锁在-90°，表示在公式(6)中。
(X11’，Y11’)＝(-Y11’，X11’)公式(6)在图8B中，移相器闭锁在90°，可表示在公式(7)中。
(X11’，Y11’)＝(Y11’，X11’) 公式(7)在图8C中，(X11’，Y11’)＝(Y11’，X11’)和图3中一样。
形成具有90°相移的定时回复是可能的，这是因为通过使用和分级分离均衡器(FSE)一样的均衡器可以修正90°相移A/D的输出。在不使用FSE的系统中，必须去除90°相移。
如上所述，本发明和通常的BECM算法比较明显地减少了硬件量。况且，本发明不须要象迈尔的平方电路。模拟信号取样的速率是符号频率的两倍，这是足够了。更进一步，不像Al-加里利的发明。本发明不使用大窗FFT而是4-点FFT，在提供硬件方面有很大优点。由于使用少量的硬件，所以应用软件所用集成电路只要用一个集成电路块制成。此外，定时相位误差集中在90°或-90°上致使如果定时相位误差大时，那么收敛速率加快，并且如果误差小时，那么得到一个标准时标。
权利要求
1.一种使用直角相位幅度调制的定时相位探测器其特征在于包括一个4点快傅里叶变换部分，用于傅里叶变换模拟-数字变换器的数字输出信号，一个和/转储部分用于将所述的4点快傅里叶变换部分的输出相加并输出，以及一个坐标旋转数字计算机部分用于计算复数相位以便在X-Y坐标系中指明所述的和/转储部分的输出。
2.按照权利要求1所述的一种使用直角相位幅度调制的定时相位探测器，其中所述的和/转储部分包括一对加法器用于接收所述的4点快傅里叶变换部分的输出信号作为一个输入，和一对寄存器用于存储所述的加法器的输出，将存储的值送回到所述的加法器作为另一个输入，以及同时反复地将相加值存储到输出值。
3.一种使用直角相位幅度调制的定时回复，其特征在于包括一个4点快傅里叶变换部分，用于傅里叶变换模拟-数字变换器的数字输出信号，一个和/转储部分用于将所述的4点快傅里叶变换部分的输出相加并输出，一个移相器用于将所述的和/存储部分的输出相移90°，并把相移输出提供到坐标旋转数字计算机部分，以及一个坐标旋转数字计算机部分用于计算复数相位以便在X-Y坐标系中指明相位移输出。
4.按照权利要求3所述的一种使用直角相位幅度调制的定时回复，其中所述的移相器是由符号变换器组成致使按照符号变换选择信号来进行符号变换。
5.按照权利要求3所述的一种使用直角相位幅度调制的定时回复，其中所述的移相器满足(X’11，Y’11)＝(-Y11，X11)，(X’21，Y’21)＝(-Y21，X21)以便闭锁在-90°。
6.按照权利要求3所述的一种使用直角相位幅度调制的定时回复，其中所述的移相器满足(X’11，Y’11)＝(Y11，X11)，(X’21，Y’21)＝(Y21，X21)以便闭锁在+90°。
7.一种使用直角相位幅度调制的定时回复，其特征在于包括一个模拟/数字变换器，将一个基带摸拟输入信号加到其上，一个四点快傅里叶变换部分，用于接收所述的模拟/数字变换器的输出信号并通过使用移位寄存器、加法器和减法器得到快傅里叶变换值，有一对和/转储的和/转储部分，用于将所述的四点快傅里叶变换部分的输出信号分别相加16次，以便实行64点单独傅里叶变换功能，并由此控制输出带宽，有一对移相器的相移位部分，用于接收所述的和/转储的输出，并将它们的相移位90°或-90°，这要依据选择信号致使如果误差是大的，那么定时相探测器的增益变大加快收敛速率，并且如果误差是小的，那么增益变小在收敛之后得到标准时标，有一对坐标旋转数字计算机的坐标旋转数字计算机部分，用于计算复数输入相为的是在X-Y坐标系上指明所述的移相器90°或-90°相移位输出，一个进行减法部分，用于得到在所述的坐标旋转数字计算机部分的一个输出信号和所述的坐标旋转数字计算机部分的另一个输出信号之间的差，并输出定时相误差计算值，其中一个输出信号是具有信号分量+1/2符号频率的相，而另一个输出信号是具有信号分量-1/2符号频率的相，一个回路滤波器，用于接收所述减法部分的输出，并将它送到VCO，以及一个VCO用于将产生的时标信号加到所述的模拟/数字变换器上，这要依据通过所述的回路滤波器相误差计算值的输出来定。
全文摘要
本发明公开了一种使用直角相位幅度调制的定时相位探测器和定时回复，包括4点快傅里叶变换部分，用于傅里叶变换模拟-数字变换器的数字输出信号；一个和/转储部分用于将4点快傅里叶变换部分的输出相加并输出；以及一个坐标旋转数字计算机部分，用于计算复数相位以便在X-Y坐标中指明和/转储部分的输出。
文档编号H04L7/027GK1117681SQ95102120
公开日1996年2月28日 申请日期1995年3月7日 优先权日1994年3月7日
发明者文熙哲, 全敬勋 申请人:现代电子产业株式会社