专利名称：用于有线通信系统的频率脉冲串的粗检测器的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统，尤其涉及有线通信系统。
许多众所周知的通信信令技术正在全球使用，其中一例就是高斯最小相移键控(GMSK)。这种形式相位调制的一个优点是允许使用幅度不变的调制器。因此，非线性载频功率放大器通过利用这种调相技术可以通信系统中使用。
使用GMSK的通信系统中的一个普遍存在的问题是频率检测。一个原因是在发射机或接收机中通常使用的振荡器由于考虑成本、电路的复杂性以及其它原因并不是理想的。因此，在这样的通信系统中很难“锁定”到该通信系统满意地工作所需的恰当的载频。一种可以使用的方法包括发射一个可以在该通信系统的接收终端使用的已知信号的频率短脉冲串用来进行频率校准。在数字系统中，一种这样的频率校准脉冲串可以包括许多连续的数字抽样，如或者是许多连续的“1”，或者是许多连续的“0”。然而，即使这个方法也有缺点。例如，为了“锁定”到与这一预定频率校准短脉冲串相应的频率，通常要利用完备匹配滤波，例如，由David Borth Phillip Raskey于1991年3月27-30日在亚利桑那州的斯卡尔斯代尔举行的计算机与通信的凤凰会议会议录中发表的“莫托罗拉泛欧洲数字蜂窝合法移动的信号处理状况”中所记述的完全匹配滤波方法。在这种情况下应用匹配滤波的缺点在于，它费时间，在通常具有有限计算能力的某种环境，如常规接收机中，可能消耗很大的功率并阻塞计算资源。因此，对于费时少、耗能小或计算不太密集的有线通信系统中所发送的信号需要一种技术来执行频率短脉冲串检测。
简单地说，根据本发明的一个实施例，一种用于在有线通信系统的接收端的频率短脉冲串机检测器的特征在于，它包括一个对解码信号取样值的分量进行滤波的数字信号滤波器，该解码信号取样值是从经有线通信系统所发送的基带信号中得出的；以及一个阈值检测器，用于根据一个基本上预定的电平限制解码信号取样值的滤波分量的信号电平。简言之，根据另一实施例，在有线通信系统的接收端检测经该有线通信系统发送的基带信号中的频率短脉冲串的方法的特征在于包括以下步骤从经有线通信系统发送的基带信号得出的解码信号分量进行滤波；以及对该滤波分量进行限制。简言之，根据本发明的另一实施例，用于有线通信系统的接收端的一个频率短脉冲串粗检测器的特征在于，它包括一个用于对一个解码信号取样值的量滤波的数字信号滤波器，该解码信号取样值来自经该有线通信系统发送的基带信号；以及一个用于根据一个大体上预定的信号电平对解码信号取样值分量滤波的信号电平进行限制的阈值检测器。简言之，根据本发明另一实施例，一种在有线通信系统的接收端检测经该有线通信系统发送的基带信号中的频率短脉冲串的方法的特征在于，它包括以下步骤单独地对来自经该有线通信系统发送的基带信号的解码信号取样值的正交分量进行滤波；从构造上等单独滤波的正交分量的幅度组合起来；并对从构造上组合的幅度进行限制。
虽然本发明的要点在本说明的结论部分被详细指出并明确地提出权利要求，但是，本发明的有关的结构和操作方法，连同它的特征、目的和优点通过在阅读附图时参考下面的详细说明可以更好地理解，其中
图1是一个根据本发明用于有线通信系统的一种频率脉冲串粗检测器(CFBD)的示意图。
图2是一个像可以用于有线通信系统的频率短脉冲串的实施例的示意图。所说明的频率短脉冲串可以通过用于根据本发明的有线通信系统的频率短脉冲串粗检测器(CFBD)检测。
图3是一个最小相移键控(MSK)信号在同相/正交(I-Q)平面中“理想化了”的信号构象。这样的信号构象可以代表使用高斯最小相移键控(GMSK)得出的一个信令方案。
图4，5和6是用以说明根据本发明的有线通信系统的频率脉冲串粗检测器(CFBD)的一个实施例的各种工作状况的同相/正交(I-Q)平面中信号取样值图。
图7是说明根据本发明的有线通信系统的一种频率脉冲串粗检测器(CFBD)的一个具体实施例示意图，而图8和9是说明这一实施例的流程图。
图10是说明有关通过根据本发明的有线通信系统的一种频率脉冲粗检测器(CFBD)的一个实施例所获得的结果的窗口尺寸和相位或频移误差的变化的潜在效应示意图。
如以前所述，在有线通信系统中可用频率脉冲进行频率检测或校正。如图2所示，所说明的频率脉冲的实施例包括以预定数目的连续“0”信号的形式出现的频率校正数据脉冲或频率脉冲。当然，本发明并没有限制在具有这一具体信号结构的频率脉冲的范围。作为一个例子，另一方面也可以使用包括全“1”的频率短脉冲。但是，所说明的具体实施例产生一个可以用于该有线通信系统的接收端的载频的基本上恒定的频移用来进行频率校正。
在该基带中一种有用的信号调制形式称作高斯最小相移键控(GMSK)。GMSK在由J.B.Anderson，T.Aulin和C.E.Sundberg所写可从全会上获得的“数字相位调制”一文中以及在前面所提到的Borth和Raskty的论文中作了更详细的说明。但本发明并没有限制在GMSK或MSK的范围内。例如，另一方面，用于根据本发明的有线通信系统的频率脉冲串检测器(CFBD)的一个实施例可以与各式各样的调制方案一起使用，如最小相移键控(MSK)或差分正交相移键控(DQPSK)。
在一个指定的GSM GMSK发射机中，输入的二进制数字信号或比特流被差分编码并加到具有高斯脉冲响应函数的滤波器上，然后进行FM调制。该高斯滤波滤形被传送到一个FM调制器，该调制器对每个被发送的NRZ(不归零)信号产生一个正的或负的π/2弧度或90°相位移，这种形式的信号调制的一个优点就是允许使用一种幅度不变的调制器并用于“谱效率”。因此，非线性载波频率功率放大器可以用在有线通信系统的发射端和接收端。
图3说明“零”信号频率脉冲串的同相/正交(I-Q)平面中的一个“理想化的”信号构象，它已根据GSM GMSK所规定的调制在有线信号路径或在有线通信系统中进行信号传输的基带中被编码。在本文中，有线通信系统指的是具有发射端和接收端的通信系统，其中信号从发射端经过有线信号路径发射到接收端。有线信号路径的例子包含一个包括同轴电缆、双扭铜线、光纤(和/或它们的任何组合)的信号路径。在有线信号路径的接收端，对载频下变频之后，如图3所说明每个差分编码的比特或二进制数字信号值将在I-Q平面中产生一个+π/2弧度或90°的相移，这与在I-Q平面中将发送的二进制数据信号“0”的数据流反时针旋转相对应。全为“1”的频率脉冲串的发送对应于顺时针。这可以等效于当发送全为“0”的频率脉冲时，将用来通过有线信号路径发送基带信号的载频信号移相+B/4的值，而当发送全为“1”的频率脉冲时用移相-B/4，其中B是所发送的数据信号流的比特率。在接收端，进行下变频之后，所发送的信号可以通过使基带信号“反旋”，然后使它通过一个最小的最小二乘方误差(MLSE)均衡器来恢复。更具体地说，关于“反旋转”，可以是将一经有线信号路径发送的每个被编码的数字信号取样值顺时针旋转90°。这也可以等效于在该时域内将基带信号与e-jπK/2相乘，此处K＝1，2，3……。当然，大家懂得，本发明范围不限于特定方向的旋转或反旋转。这将至少部分取决于所使用的具体的信令方案。
在接收端，可以通过检索频率脉冲的实际信道来获得载频。但是，这种方法的问题是要求相当大的计算资源以便以先进的方法检测该频率脉冲。例如，可以使用完全匹配滤波(方法)。这在具有有限计算资源的环境中会成为一突出的问题，例如在信号发送或信号接收期间可能出现的接收机的峰值信号加载期间。
根据本发明的有线通信系统的频率脉冲串检测器(CFBD)可以用来在有线通信系统接收端检测，如在基带信号中的频率脉冲，例如，在接收和下变频之后所发送的信号，而不进行完全匹配滤波。图1是根据本发明的有线通信系统的频率脉冲串检测器(CFBD)的一个实施例950的方框图。在接收端，所发送的信号如根据GM-SK在基带中加有被编码信号的载频信号首先被进行下变频。像通过接收机进行的信号的下变频已众所周知，并且在这里无须说明。在下变频之后，该信号以基带信号的形式被提供。通常，一旦发送的信号被下变频，这个下变频的信号可以通过基带CODEC(编码译码器)被数字化。进行这样A/D变换的下变频器和CODEC的一个例子包括W2020型GSM收发信机和DSP1088型GSM变换信号处理器，这两种设备都可从AT&T公司买到，但本发明在这方面并不限制在这个范围内。此外，本发明也不限于进行A/D变换从而进行数字信号处理的一个实施例的范围内。另一方面，根据本发明的有线通信系统的频率脉冲串检测器也可不用A/D变换进行模拟域内的信号处理。同样，本发明的范围并不限于在该信号路径的一个特定的点进行A/D变换。例如，A/D变换可以在信号路径中的前部，如在该载频撤销之前进行，或在信号路径中的后部进行，这取决于特定的实施例。
如图1的方框图所说明，根据本发明，在用于有线通信系统的CFBD中，在A/D变换之后获得的基带信号采样值，可以进行相位调整，但本发明的范围不限于此。如图1所说的基带信号取样值的相位调整是通过移相器或调节器100来实现的；但是，在另一个实施例中，移相器100可以省略，如在下面更详细地说明那样。移相器100的反旋转装置120对基带信号取样值提供-90°或-π/2弧度的移相。如前所述，这叫做“反旋”。反旋可通过在时域中使基带信号取样值与e-jπK/2相乘来实现，此处K＝0，1，2，3，……。进行反旋的精确特性至少部分取决于将要反旋的信号的环境和特性。因此，在这一特定的实施例中，基带信号被变换为离散的信号样值，如图1所示，In表示特定的第几个离散信号取样值的同相分量，而Qn代表该信号取样值的正交分量。并且反旋以例如如图1所说明的形式被加在这些基带信号取样值上。在这种情况下，该信号样值也称做解码信号，因为在该有线信号路径上发送之前，被反旋的基带信号取样值的处理有效取消了加在该特定实施例的基带中信号上的GMSK调制。
如图1所说明，移相器100进一步包含进行相位补偿的相移补偿器110。如前所述，相位补偿也可以在A/D变换之后加到基带信号上。例如，可以获取在图1中用dθ表示的振荡器频移误差的估值，并且该估算可以用来进行相位补偿，但根据本发明的有线通信系统的CFBD的范围并不限制在这一方面。此外，如以下更详细地说明那样，相位补偿和反旋可同时用于每个基带信号样值。在这方面还可以使用许多不同的技术来进行相位补偿和反旋。
图4示出了相位补偿器110存在的问题，其中，有线通信系统的CFBD的实施例包括一个相位补偿器。如所述，可以获得第一基带信号样值，如GMSK中的“0”信号，如图4的矩形坐标中用(I1Q1)表示如所示，这个基带信号取样值可以包括一个初始相位误差偏移Q0，该误差偏移属于，例如信号处理误差或者是由于在发送机和接收机之间的延迟或由于与一个“取样瞬间”的选择相联系的误差偏移。如在图2所示的频率脉冲的实施例中，假定下一个基带信号取样值也是零信号，则下一个基带信号取样值也包括矩形坐标表示的(I2，Q2)。如所说明，虽然对于GMSK，在理论上(I2，Q2)相对于(I1，Q1)应成π/2 弧度或90°，如 所表示的那样，但由于一种潜在的振荡器频率偏移误差(如可能是通过使用振荡器进行下变频所引入的)，则可能产生图4中用dθ表示的相位误差。因此，相位补偿器110对基带信号取值提供相位补偿以便补偿(例如减小或消除)由于该相位误差dθ引起的基带信号样值的误差，后者是由振荡器频率偏移误差所产生。因此，移相器100产生相位调节的基带信号样值，或相位补偿、反旋的基带信号样值。由移相器或调节器100所产生的这些解码信号取样值如图1所示分别包括同相分量和正交分量In1和Qn1。虽然根据本发明一个CFBD的实施例可以包含一个移相器，但如前所述，本发明范围不限于此。例如，另一方面根据本发明，解码信号取样值可以直接提供给有线通信系统的CFBD。在这种情况下，基带信号取样值可以通过一种单独处理或信号处理器进行解码。例如，如果该基带信号取样值已被一个振荡器频率偏移误差估算器处理，则该累加的振荡器频率偏移误差的估算值已被消除的解码信号取样值可以被提供。同样，在某些情况下，使用根据本发明的有线通信系统的CFBD可以获得满意的结果，而不需对该振荡器频率偏移误差进行相位补偿。
如前所述，在经过有线信号路径发送的信号的下变频之后，所获得的基带信号能变换成二进制数字信号样值。虽然信号取样值的分量I和Q能用来表示该信号取样值，当然，在适当的环境下，该信号取样分解成与I和Q不相同的信号分量也能提供满意的特性。在这一特定的实施例中，信号样值的I和Q分量通过移动平均(MA)滤波器300和400进行滤波以便分别提供该信号取样值的移动平均分量I和移动平均分量Q。虽然在图1中未说明，但如下面更详细地说明那样，在图1中用N表示的与这些滤波器相联系的“窗口尺寸”可以修改。例如，该窗口尺寸可以自适应地修改。
虽然图1中将这些滤波器示意性地用两个分离的滤波器来进行说明，但另一方面也可使用一个滤波器。在这样的实施例中，第一个正交分量I分量可以被滤波，然后另一个分量，如Q分量被滤波。当然，在这些情况下需要存贮信号取样值以便对这些正交分量进行滤波或处理。然后在这个实施例中，如通过绝对幅值检测器500和600来确定解码信号取样的相应的被滤波的I和Q分量的幅值。然后，相应的被滤波的正交分量幅值通过累加器700按照一定的结构被叠加或合并，并提供给信号阈值检测器800。
虽然，大家懂得。解码信号取样值的滤波后的正交分量值也可以通过其它技术来检测。例如，滤波的正交分量可以平方。同样，在另一实施例中，可以不必检测被滤波的正交分量幅值以使它们可以按结构进行组合。例如，根据特定的信令方案，被滤波的正交分量能以某种形式产生，以使被滤波的正交分量可以进行求和或按结构合并。同样，在某些情况下，通过只对被解码的信号取样值的一个分量进行滤波来检测频率脉冲就可得到满意的结果。对于这些实施例，按结构合并这些幅值并不重要。
根据本发明的有线通信系统的CFBD的频率脉冲的检测取决于是否达到一个预定的信号阈值或信号电平。当然，该特定的信号电平取决于特定的实施例。例如，在只利用一个分量的实施例中，该信号电平可以是负值，并且“超过”该阈值的信号电平可以包含一个“更负的”的信号值。如前所述，当然，应该明白，根据本发明的有线通信系统的CFBD的范围并不限于与GMSK一起使用。根据本发明的CFBD可以用于使用频率脉冲信号的任何有线通信系统中。
上述方法的优点可以通过考虑，例如图2中所说明的频率脉冲的实施例以及GMSK所用的信号调制类型来说明；但如前所述，本发明的范围不限制在这一方面。如前所述，这个频率脉冲实施例包括一连串预定的连续零信号。同样，如前所述，GMSK提供编码，使得差分的零比特值可以至少部分地通过+90°或π/2弧度的相变来发送。因此，通过相位补偿和反旋，如图1所说明的实施例所示，差分的零比特值序列(如频率脉冲)，考虑到例如由信号噪音产生的潜在误差，应该在根据本发明的有线通信系统的CFBD的阈值检测器中产生一个比较大的阈值。这示于图5，在图5的第一象限中，被解码的信号取样成串分布。但是，如果检测到另一个该频率脉冲不同的被发送的信号，则阈值检测器使用本发明的有线通信系统的CFBD，应检测到一个不同的、较小的阈值。这一点在图6中被说明，在图6中被解码的信号取样值分布在I-Q平面中的单位圆上。因此，对于这些信号取样值，当这些信号取样值的正交分量，如I分量和Q分量，是单独滤波时，如图1中的实施例所说明的那样，对于每个被滤波的分量将产生一个较小的幅值。与可以在有线(通信系统)上发送的其它信号不同，通过选择一个适当的阈值或信号电平，阈值检测器就能检测到频率脉冲的存在。
如图1所述的实施例以及前面所说明的那样，根据本发明的有线通信系统的CFBD具备许多优点。与数字信号处理器或一般还要用来执行匹配滤波的其它协处理器相比，这样的检测器的硬件复杂性相当低。当然，根据本发明的有线通信系统的CFBD的另一实施例可以包括一个编程的DSP(数字信号处理器)以便数字地执行例如如前所述的信号滤波和振值检测。同样，因此，与现有技术方法相比，根据本发明的方法将消耗比较小的功率。利用本发明的有线通信系统的CFBD，在有线信号路径接收端的峰值加载期间，也可以提供一些优点。例如，可以使用根据本发明的有线通信系统的CFBD，以便使接收端有限的计算资源能应用执行其它的信号处理操作，如语音编码/解码，信道编码/解码，语音识别等。
虽然根据本发明的一种方法能用于有线通信系统的许多不同的方面，在一个实施例中是包括本发明的CFBD的接收机，但CF-BD也能用来检测一个频率脉冲的存在。因此，在一个实施例中，根据本发明的有线通信系统的CFBD能用来对该频率脉冲进行粗检测，而一个相关检测器(可用DSP来实现)，可以用来进一步证实其它预定信号方案的存在(如果发送的话)。同样，在检测试验性的频率脉冲时，根据本发明的有线通信的CFBD可以调用数字信号处理器或其它协处理器的“中断”，然后，开始对频率脉冲进行“精细”检测。借助这一技术，就可以节省该接收机的重要的计算资源用于其它信号处理任务。
图7说明一个用来实现根据本发明的有线通信系统的一个CFBD的实施例的向量处理器或协处理器1000。使用数字信号处理，这样一种向量协处理器可以用来实现根据本发明的有线通信系统的一个CFBD的实施例；但是，正如熟悉该技术的人们所理解那样，用来实现根据本发明的有线通信系统的CFBD的向量协处理器也是可能的，并且本发明的范围并不限制在这一特定的向量协处理器。此外，另一个实施例可以处理不同于二进制数字信号的信号以进行该频率脉冲的检测。
图7所说明的向量协处理器1000包括一个存贮器的超高速缓存或RAM(随机存取存贮器)1100，一个CORDIC处理器1300和一个运算逻辑部件(ALU)1400。CORDIC处理器在该技术中已众所周知，例如，J.E.Volde，1959年9月在IRE(美国无线电工程师学会)电子计算机事务处理(刊物)所刊载的“CORDIC三角学计算技术”以及Yu Hen Hu，1992年7月在IEEE信号处理杂志上刊登的“基于数字信号处理的VLSI结构的CORDIC”中所叙述的那样。如图7所说明的那样，存贮器超高速缓存1100，CORDIC处理器1300和ALU1400是通过能发送，例如16位字(长)的信号总线2100连接起来，但本发明的范围不限于此。向量协处理器1000进一步包括如图7所说明的被连接起来的寄存器1150，寄存器1200，多路复用器(MUX)1600和1700，寄存器1900和2000，以及多路复用器(MUX)1800。
现在借助于图8所示的流程图来解释和说明执行根据本发明的有线通信系统的CFBD的一个实施例的向量协处理器1000的操作。如该流程图所说明的那样，首先一个数字信号值(dθ加90°)可以装入寄存器1200。在这一特定的实施例中，这个信号值表示要加到一个包括反旋90°的基带信号取样值，如前所述，的相位补偿或相位偏移。装入寄存器1200的信号值可以经MUX1600和MUX1700由ALU1400累加起来，并且将结果存贮在寄存器1900中。存贮在寄存器1900中的累加的角度现在可以用来调节第一基带信号取样值的相位，在这种情况下用图7的RAM1100中的I(0)，Q(0)符号表示。在这一特定实施例的A/D变换以后，第一基带信号取样值可以通过信号总线2100从RAM或存贮器超高速缓存1100提供给CORDIC处理器1300。其中，所有的基带信号样值可存在存贮器部分“meml”中。同样，寄存器1900与CORDIC处理器1300相连接以便提供一个用于CORDIC处理器1300的旋转信号加到从RAM1100获得的基带信号取样值上。然后，CORDIC处理器1300对基带信号取样值的处理所产生的信号取样值可以提供给信号总线2100以便最后能存贮在RAM1100中。在图7中这一数字信号值用I′(0)，Q′(0)表示，并存贮在存贮器部分“Mem3”。当然，图8所示的流程图省略了有关存贮信号取样值的准确存贮器位置的细节，并仅用于说明的目的。如图8所示的流程图进一步说明的那样，在这一实施例中，这一处理方法可以交替继续直到所有的基带信号取样值的相位被调节为止。为达此目的，存贮在寄存器1900的以前累加的结果现在经MUX1700提供给ALU1400，在那里数字信号值，(dθ加90°)再一次经寄存器1200和MUX1600提供给ALU1400，以便使加到I(1)，Q(1)的相位调节量例如是估算的相位偏移dθ加一个180°的反旋值的两倍。当然，如前所述，对于根据本发明的有线通信系统的CFBD的另一实施例基带信号取样值也可以通过一种完全单独的处理或处理器解码，并且解码的信号取样值可以直接地提供。
一旦得到解码信号取样值，所得到的解码信号取样值的正交分量就可以被滤波。如下所述，这一点可以通过使用图7所示的结构来实现。依据特定的实施例，一个计数器可以设置为零，而如图7所示的指针55可以设置为包含解码信号取样值的RAM1100中的第一地址，如“mem3”。经信号总线2100和MUX1600，信号取样值的各分量可以提供给ALU1400。同样，经MUX1700，寄存器1900的当前内容可以提供给ALU1400以便进行递归或迭代处理。例如，为了对第一解码信号取样值的I分量进行滤波，寄存器1900可以设置为零。因此，在这一实施例中，解码信号取样值的I分量可首先用ALU1400累加起来。这可以通过连续增加计数器和指针的值来实现，以便指示包含下一个同相分量的RAM1100中的下一个存贮器地址。一般这包括将指针增加到2，假定解码信号取样值是连续存贮的，每个信号取样值的同相分量和正交分量存在相邻的存贮器位置中。但本发明范围并不限于这些具体的细节。同样，寄存器1100可以包含能根据特定的实施例进行调节的“窗口尺寸”。因此，计数器可以增加直到达到窗口尺寸为止。关于该窗口尺寸应考虑的问题将在下面详细说明。通过执行前面所述的循环，当计数器达到在这一特定的实施例中的窗口尺寸时，寄存器1900应包含“窗口”中所有解码信号取样值的同相分量的总和。当然，应当明白，除解码信号样值的同相分量的一个移动平均滤波器，如低通滤波外，其它的滤波器可用ALU1400来实现。
如前所述，解码信号取样值的同相分量已被滤波后，如图7所说明的那样，解码信号取样值的滤波分量的幅值就能确定。在图7中，这是通过MUX1800来实现的，在MUX1800中，寄存器1900的符号位(在图7中用符号S表示)提供给ALU1400。如果解码信号取样值的滤波同相分量为负，即如由存贮在寄存器1900中的该信号值的符号位所指示的那样，则存贮在寄存器1900中的信号值就经MUX1700送回ALU1400，以确定那个信号值的“补码”(onescomp lement)并存贮在寄存器2000中。另一方面，如果该信号值幅值不为负，则信号值就可以存贮在寄存器2000中，而不需求“补码”。如图9所示，解码信号取样值的滤波后的同相分量的幅值被确定后，可对于解码信号取样值的正交分量重复同样的处理步骤。因此，正交分量可以通过ALU1400进行滤波，并如前所述检测其幅值。如图9所说明的那样，这一处理步骤完成后，包含在其中存有该解码信号取样值的正交分量的经滤波的“绝对”值的寄存器1900中的信号值可以与包含在其中存有解码信号取样值的滤波的同相分量的“绝对”值的寄存器2000中的信号值相加，或合并。最后，阈值或信号电平可以装入寄存器1200，并经过MUX1600提供ALU1400，而解码的信号取样值的滤波后的正交分量幅值的叠加或累加值经过MUX1700可以提供给ALU1400。如前所述，在另一实施例中，只对该解码信号取样值的一个分量进行滤波就足够了。因此，对这些实施例，可以不要求检测被滤波的正交分量的幅值，因为并没有期待将这些分量的幅值按结构合并起来。同样，为方便起见，根据特定的实施例，阈值检测可以包括如使用ALU1400将滤波的分量与一个负的数字信号值或电平进行比较。
经与阈值比较后，如果满足阈值，则如图9所述，起动到另一附加的处理器的中断，以便可以开始进行精细的相关。在这种情况下，满足或超过该阈值指的是幅值超过阈值信号电平的幅值；但是，如前所示，这一点可以根据特定的实施例用负信号以及正信号很方便地实现，另一方面，如果达不到该阈值，那末，如前所述，使指针增加，使得解码信号取样值的下一连续的“窗口”可以被滤波，如图8和9所述。
在使用如前所述“窗口”的实施例中，当执行信号取样值的下一个窗口的计算时，为节省计算时间和功率利用率，一种方便的方法可包括将下一个信号取样值的一个分量简单地加到以前所存贮的信号取样值分量的和值中，(是分量I还是分量Q，当然，要取决于特定的和值和特定的实施例)并从所存贮的总和中减去最老的值或从该总和中减去第一信号取样值分量。因此，可以获得下一窗口值而不必重复地对中间的信号取样值分量进行反复地求和。
根据本发明，用于有线通信系统的CFBD的另一方面涉及“窗口尺寸”的选择。如前所指，窗口尺寸与解码信号取样值的正交分量的滤波有关。虽然本发明的范围并不限于某一特定的窗口尺寸，但窗口尺寸的选择还是要涉及各种考虑之间的折衷方案。例如，如果使用比较大的或长的信号取样“窗口”，如接近所期望的频率脉冲的信号取样值长度，则用来检测的信号电平可以设置得相对较高。这样应减小不真实的频率脉冲检测的潜在的可能性；但是，当一个频率脉冲串出现时，也可能增加检测不到具有良好的边界条件的频率脉冲串的可能性。另一方面，该窗口尺寸可以选择相对较小。这就应减小未能检测到频率脉冲串的可能性，但也会增加错误检测的可能性。
与窗口尺寸有关的另一方面涉及相位补偿。如图4中所述以及以前详细地讨论的那样，在根据本发明的有线通信系统的一个CFBD的实施例中希望提供相位补偿，但本发明的范围并不限制在这一方面。但是，对于那些不提供相位补偿的实施例，可能希望在最初使用一种相对小的窗口尺寸以便对解码的信号取样值的正交分量进行滤波。在这样的一个实施例中，如图5所说明的那样，一个未补偿的振荡器频率偏移误差可能对在I-Q平面中所希望的解码信号取样值的串产生不利的影响，而且，至少会稍微降低(恶化)根据本发明的有线通信系统的一种CFBD的实施例的特性。更准确地说，由于振荡器频率偏移误差的存在，解码信号取样值成串分布的可能性较小而沿着I-Q平面的单位圆的圆周相互间隔分布的可能性较大。如果振荡器频率偏移误差大量累加，则解码信号取样值可能与I或Q轴相交，在实际操作中可能影响一个被滤波的正交分量。但是，若使用一种较小的窗口尺寸，即使存在未补偿的振荡器频率偏移误差的累加，也会增加对较小信号电平检测的可能性。因此，尽管如此，也会产生满意的特性。
此外在另一个根据本发明的有线通信系统的一个CFBD的实施例中，同样可以使用一个自适应的窗口尺寸。在这样一个实施例中，如前所述，一种相对小的窗口尺寸可以首先用于频率脉冲的检测。当频率脉冲被试验性地识别后，振荡器频率或相位偏移误差就可以根据检测到的脉冲进行估算。例如，这可以根据本发明的有线通信系统的振荡器频率偏移误差估计器来完成，但本发明的范围不限制在这一方面。尽管如此，在相位或频率偏移误差通过一种可行的技术被估算后，信号取样值可被校正或进行相位被补偿，然后用一个相对大的窗口尺寸能来确认该频率脉冲的存在。如果证实该频率脉冲存在，则可进行信号处理。这种方法的一个优点与出现一个相对大的相位或频率偏移误差的情况相联系，对于根据本发明的有线通信系统的一个CFBD实施例来说，一个相对小的窗口尺寸比一个相对大的窗口尺寸可以提供更好的频率脉冲检测结果。但是，如前所指出的那样，错误检测率也随着窗口尺寸的减小而增加。另一方面，在相位或频率偏移非常小的地方，一个大的窗口能提供更好的频率脉冲检测结果。这一点已在图10中示出，在图10中示出了相对于窗口尺寸和相位或频率偏移的可能存在的变化的潜在的频率脉冲检测结果。以前所说明的自适应方法是利用了窗口尺寸变化这一有益方面来检测频率脉冲串。
现在应当明白，如上所述，根据本发明的有线通信系统的一个CFBD的实施例已被说明，在该实施例中，连续进行的是，基带信号取样值进行相位调节，解码的信号取样值的同相分量被滤波，以及其幅值被检测，解码的信号取样值的正交分量被滤波，以及其幅值被检测，并且这两个幅值在结构上进行合并并执行阈值操作，但本发明的范围不限于这个特定的实施例。例如，选择这个特定的操作顺序是为了有效地说明图7所示的结构。因此，可以使用许多替换的结构操作顺序。例如，每次对一个基带信号样值进行相位调节以及每次对一个解码信号样值进行滤波，例如，在开始进行解码信号取样值的滤波之前，不对所有的基带信号样值进行相位调节。同样，但与上述的方法相反，在检测滤波分量的幅值之前，同相分量和正交分量的滤波都能完成。此外，如以前所讨论的，在另一个实施例中，不仅对一个分量进行滤波，或者，将解码的信号样值直接提供，而不需处理基带信号的样值。因此，所附的权利要求书范围意在包括所有这样的替换方法。
一种在经过有线通信系统发送的基带信号中检测频率脉冲串的方法可以用下面的方式来实现。即在有线通信系统的接收端检测频率脉冲。经有线通信系统发送的基带信号可以被处理以便获得一个解码信号。通常，这可以通过使用A/D变换的方法将基带信号变换为基带信号取样值，然后调节该基带信号取样值的相位来进行，但本发明的范围不限制在这一方面。例如，如图7所述，可用CORDIC处理器来实现相位调节，其产生解码信号的样值，但如以前所指出的那样，相位调节在另一实施例中也可被省略。同样，如前所述，根据特定的实施例，相位调节可以包含反旋或相位补偿。然后，对从基带信号得出的解码信号取样值的一个分量或正交分量进行滤波，如移动平均滤波，这取决于特定的实施例。在不产生离散信号取样值的实施例中，对解码信号的一个分量或两个正交分量都进行滤波。一般来说，同相分量和正交分量是单独滤波的。被滤波的正交分量的幅值可以被检测。这可以通过各式各样的方法对滤波的正交分量的幅值进行结构上的合并。但是，在对一个分量进行滤波的另一实施例中，这一步可以略去。被组合的幅值要进行阈值操作以确定是否检测到一个频率脉冲串。但是，在对一个分量进行滤波的另一实施例中，被滤波的分量可以直接进行阈值操作。
虽然在这里仅对本发明的某些特性作了说明和描述，但熟悉此技术的人们将会对本发明做出许多修改、代替、变换或等效。因此，可以理解，在本发明的精神范围内，附加的权利要求书将力图包括所有这些修改和变换。
权利要求
1.一种在有线通信系统的接收端检测经该有线通信系统发送的基带信号中的频率脉冲串的方法，其特征在于，它包括以下步骤对从经过有线通信系统发送的基带信号得出的解码信号取样值的一个分量进行移动平均滤波；以及对所滤波的分量实行阈值操作。
2.一种在有线通信系统的接收端检测经该有线通信系统发送的基带信号中的频率脉冲串的方法，其特征在于，它包括以下步骤以从经该有线通信系统发送的基带信号中得出的解码信号取样值的正交的各分量进行单独滤波；对单独滤波的各正交分量的幅值按结构合并以及将按结构合并的幅值进行阈值操作。
3.权利要求2的方法，在滤波步骤之前进一步包括以下步骤从经有线通信系统发送的基带信号中导出解码信号的取样值。
4.在权利要求3的方法中，所述导出步骤包括以下步骤将基带信号变换成基带信号取样值；以及调节基带信号取样值的相位。
5.在权利要求4的方法中，对解码信号的取样值的正交的各分量单独进行滤波的步骤包括对解码信号的取样值的同相分量和正交相位分量进行单独地滤波。
6.在权利要求5的方法中，单独地对同相分量和正交相位分量滤波的步骤包括单独地对同相分量和正交相位分量进行移动平均滤波。
7.在权利要求4的方法中，按结构将单独滤波的这些正交的分量的幅值进行合并的步骤包括检测每一个单独滤波的正交的分量的符号；对任一负的滤波正交分量求补以便获得它的幅值；以及合并这些单独滤波的正交分量的幅值。
8.一种用于有线通信系统接收端的频率脉冲粗检测器，其特征在于，它包括一个用于对一个被解码的信号取样值的一个分量进行滤波的数字信号滤波器(例如300，400)，所述解码的信号取样值是从经有线通信系统发送的一个基带信号中得出的；以及一个用于相对于一个基本预定的信号电平对解码信号的取样值的滤波分量的信号电平实行阈值操作的阈值检测器。
9.一种用于有线通信系统的接收端的频率脉冲粗检测器，其特征在于，它包括一个用于对解码信号的取样值的正交分量进行滤波的数字信号滤波器(例如，300，400)，所述解码信号的取样值是从经有线通信系统发送的一个基带信号中得出的；一个用于按结构合并该滤波的各正交分量的幅值的累加器(例如，700)；以及一个用于相对于一个基本预定的信号电平对按结构合并的这些幅值的信号电平进行阈值操作的阈值检测器。
10.权利要求9的频率脉冲粗检测器进一步包括一个用于调节从经有线通信系统发送的基带信号中得出的基带信号样值的相位，从而产生解码信号样值的数字信号移相器(例如，100)。
全文摘要
一种用于有线通信系统的接收端的频率脉冲粗检测器的特征在于，它包括一个用于对解码的信号取样值的分量滤波的数字信号滤波器，解码的信号取样值是从经有线通信系统发送的基带信号中得出的；以及一个用于相对于基本上预定的信号电平对解码的信号取样值的滤波分量的信号电平进行阈值操作的阈值检测器。
文档编号H04L7/04GK1139327SQ95120908
公开日1997年1月1日 申请日期1995年12月15日 优先权日1994年12月16日
发明者默哈麦德·沙里夫·莫宾 申请人:美国电报电话公司