专利名称：用于无线通信系统的频率脉冲串粗检测器的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统，更具体地是涉及无线通信系统。
根据用于数字蜂窝电话的国际信令标准，一些方法正在世界范围内使用。一个这样的标准就是欧洲的全球移动通信的系统(GSM)，它在ETSI/GSM Series 05 Air Interface Specifications，GSM PN，Paris中已有说明。许多国家已经适应了这个标准，而一些电信公司现已提供适应于这个标准的产品。GSM电信标准非常复杂，该标准的一方面包括下行控制信道(DCC)。DCC用来发送信号信息和控制从基地台到移动台的信号。这种DCC是一点对多点的仅下行信道。在GSM中，一个DCC有一个实际上预定的信令方案，它包含一个频率校正信道(FCCH)，一个同步信道(SCH)和其它的控制信道。频率校正信道(FCCH)包含一个频率校正数据脉冲串或是预定数目的连续“零”信号形式的频率脉冲串。在基带信号中零信号运用高斯最小相移键控(GMSK)来发送。这个FCCH被设计用来产生射频(RF)载波的一个实际上的固定频移，然后可被接收FCCH的移动台用来进行频率校正。
通常，移动台使用频率校正信道(FCCH)以便检测正由基地台发送的信号，并且完成在移动台的基带信号的自动频率校正(AFC)，例如由于与移动台振荡器有关的。振荡频率偏移误差引起的就此而论，FCCH仅是频率脉冲串的一个例子。完全匹配滤波通常被用来检测和锁定这样一个频率校正信道(FCCH)或频率脉冲串例如在“摩托罗拉的泛欧数字蜂窝有效移动台的信号处理情况”中已作说明，这是1991年由David Borth和Phillip Raskey在菲尼克斯计算机和通信会议的会议汇编上发表的，该会议于1991年3月27-30日在亚利桑那州的斯卡思代尔举行。可是这些方法是有缺点的，例如，匹配滤波技术耗费时间，耗费大量功率，并且在有限计算资源的环境中，例如在移动台的峰值信号负载的时候，还可能妨碍有效的计算能力，正如在移动台的信号传输、信号接收或信号监测相位时可能发生的那样。因此，需要一种对经过无线媒介发送的信号实行频率脉冲串检测的技术，它消耗较少的时间，较少的功率或是较少的计算强度。
简单说，依照本发明的一个实施例的无线电通信系统接收台中的一个集成电路，其特点在于它包括一个数字信号滤波器，它适用于对解码信号采样值的一个分量滤波，该解码信号采样值是从经过无线通信系统发送的一个基带信号中得出的；以及一个阈值检测器，它适用于根据一个实际预定的电平来限定解码信号采样值的滤波分量的信号电平。简单说，依照另一实施例，在无线通信系统的接收端对经过无线通信系统发送的基带信号中的频率脉冲串进行检测的方法其特点在于它包括以下步骤对从无线通信系统发送的基带信号中得出的解码信号的一个分量进行滤波；并且限定滤波分量。简言之，仍依照本发明的另一个实施例，用于无线通信系统接收台中的一个集成电路，其特点在于它包括一个数字信号滤波器，它适用于对解码的信号采样值的一个分量进行滤波，该解码的信号采样值是从无线通信系统发送的一个基带信号中得出的；以及一个阈值检测器，它适用于根据一个实际预定的信号电平来限定解码信号采样值的滤波分量的信号电平。简单说，还依照本发明的另一实施例，在无线通信系统的接收端，对从经过无线通信系统发送的基带信号中得出的频率脉冲串进行检测的方法其特点在于它包含以下步骤对从无线通信系统发送的基带信号中得出的解码信号采样值的各正交分量进行单独地滤波；将单独滤波的正交分量的幅值按结构(construetively)组合起来；并且对按结构组合的幅值进行阈值限定。
关于本发明的主要内容在说明书的结论部分中已特别指出并清楚地说明了。结合附图，参考以下详细的说明，不论是在操作的结构和方法方面还是在它的特点，目标和优点方面将会更好地理解本发明。其中
图1是依据本发明用于无线通信系统的频率脉冲串粗检测器(CFBD)的实施例原理图。
图2是一个下行控制信道(DCC)的原理图，例如可被适于满足GSM标准的无线通信系统采用的。DCC包括一个被称为频率校正信道(FCCH)的频率脉冲串的实施例，例如该频率脉冲串可依照本发明用于无线通信系统的频率脉冲串粗检测器(CFBD)检测出来。
图3是在同相一正交(I-Q)平面内的“理想化”信号构象的示意图，该平面用于最小相移键控(MSK)信号。这样一个信号构象可以表示GSM中使用高斯最小相移链控所产生的信令图。
图4、5和6是同相—正交(I-Q)平面中信号采样值的示意图，它说明依照本发明用于无线通信系统的频率脉冲串的粗检测器(CFBD)一个实施例的各种工作情况。
图7是一个原理图而图8和9是流程图。用以说明依照本发明用于无线通信系统的频率脉冲串的粗检测器(CFBD)的一个特定实施例。
图10是一示意图说明窗口尺寸和相位或频率偏移误差的变化对于依照本发明用于无线通信系统的频率脉冲串的粗检测器(CF-BD)实施例所得到的结果的可能影响如上所述，GSM电信标准的一方面涉及下行控制信道(DCC)，在本文中也被称为“控制复帧”。DCC用来从基地合到移动台发送信号信息和控制信号。这样一个DCC是一点对多点的仅下行信道。此外，如图2所示，对于GSM，DCC有一个实际预定的信令方案，它包含一个频率校正信道(FCCH)，一个同步信道(SCH)，以及存取许可/寻呼和其它控制信道。如图2所示，频率校正信道(FCCH)包含一个频率校正数据脉冲串或用预定数目的连续“0”信号形式的频率脉冲串。当然，本发明不局限在对于具有这种特定信号结构的频率脉冲串的范围内。作为一个例子，另一方面也可使用包含全部“1”的频率脉冲串。可是对于GSM，FCCH产生射频(RF)载波的一个实际上不变的频移，它可被接收台，例如一个移动台，用于频率校正。众所周知，GSM使用一种被认为是高斯最小相移键控(GMSK)的基带中信号调制形式。GMSK在J.B.Anderson，T.Aulin，和C.E.Sundberg 1986年撰写的论文“数字相位调制”中有更详细的描述，这从Plenum和上述Borth和Raskey的论文中都可找到，但本发明并不局限在GMSK或MSK的范围内。例如，依照本发明用于无线通信系统的频率脉冲串的粗检测器(CFBD)的另一实施例可以和各种调制方案结合使用，例如最小相移链控(MSK)或差分正交相移链控(DQPSK)。
在一个GSM GMSK指定的发射机中，输入的二进制数字信号或位流被差分编码并施加到一个具有高斯脉冲响应函数的滤波器然后进行FM调制。高斯滤波的波形被送到一个FM调制器对于每个正在被发送的NRZ(不归零)信号产生一个正的或负的π/2弧度或90°的相移。这种信号调制形式的一个优点，例如对于GSM，就是允许使用一个固定的幅度调制器以取得“谱效率”。这样，非线性射频(RF)功率放大器既可应用于基地台，也可应用于移动台无线电设备中。
图3说明在“0”信号频率脉冲串的同相—正交(I-Q)平面中“理想化”的信号构象，该“0”信号已经依照GSM GMSK指定的调制，被编码在通过无线媒介的信号传输的基带中。在本文中，无线通信系统指的是具有一个发送端和一个接收端的通信系统，那里信号经过一个信号通路从发送端发送或传递到接收端，从发送端到接收端的信号通路的一部分包括通过或经过一个无线媒介的信号传输。编码的基带信号经过无线通信系统被发送到无线媒介的接收端，例如一个移动台。在无线媒介的接收端，经下行变频后，每个差分编码位或二进制数字信号值将会在I-Q平面产生一个+π/2弧度或90°的相移，如图3所示。这对应于一串正在被发送的二进制数字信号“0”在I-Q平面上反时针旋转，全部“1”的频率脉冲串的传输对应于顺时针旋转。同样地，对于通过无线媒介用来发送基带信号的载波信号，当全部“0”的频率脉冲串被发送时，可认为等效于移动载波的频率值+B/4，当全部“1”的频率脉冲串被发送时，等效于移动其频率值-B/4，这里B是被发送的数字信号流的比特率。在无线媒介的接收端，经下行变频后，通过对基带信号“解旋转”，并将它经过一个最小的最小二乘方误差(MLSE)均衡器，所发送的信号可被恢复。更具体地，关于“解旋转”，一个90°的顺时针旋转可经过无线媒介加到发送的每个编码的数字信号采样值。这也可认为等儿于基带信号在时域乘以e-jπk/2，这里k＝0，1，2，3…。当然，可以意识到本发明的范围并不局限在一个特定的旋转或解旋转的方向。至少部分地将取决于所使用的特定的信令方案。
根据GSM标准，可用于系统访问的每个基地收发信台应该在它的RF信道分配的一个指定的时隙连续地发送。因此，通常一个移动台在RF实际信道上首先要找到FCCH，即一个频率脉冲串，可是与这样一种方法相关联的一个困难就是它要求移动台用现代方法以很大的计算资源来检测FCCH。例如通常使用完全匹配滤波法。在有限计算机资源的环境中，这成为特定的疑难问题，例如，当移动台的峰值信号负载时，它可能发生在信号传输，信号接收或信号监测相位的期间。
依照本发明用于无线通信系统的一个频率脉冲串的粗检测器(CFBD)，在没有实行完全匹配滤波的情况下，可用来检测在无线通信系统接收端上的如在一个基带信号中的一个频率脉冲串，例如经接收和下行变频后被发送的或辐射的信号。图1是依照本发明用于无线通信系统的频率脉冲串的粗检测器(CFBD)的一个实施例的方框图。接收后，例如在一移动台，被辐射的无线电信号，例如按照GSM标准在基带中编码的一个无线电信号，首先经过下行变频。比如通过一个移动台进行的无线电信号的下行变频是众所周知的，因而无需在本文中描述。下行变频后，以基带信号的形式提供该信号。通常，在无线电信号经过下行变频后，这个下行变频的模拟信号可用一个基带CODEC数字化。下行变频器和CODEC完成这种A/D变换的一个例子包括W2020 GSM收发信机和CSP1088 GSM变换信号处理器，两者都可由AT&T公司获得，但本发明的范围并不局限在这一方面。此外，本发明不限于实行A/D变换的一个实施例的范围内，所以也可使用信号处理。另一方面，依照本发明用于无线通信系统的一个频率脉冲串的粗检测器可完成信号处理而没有A/D变换，即在模拟域内。同样地，本发明不限于在信号通路内的这个特定点上实行A/D变换的范围内。举例说，A/D变换可在信号通路上较前部完成，例如在载波频率移去之前，或可在信号通路上较后部完成，这取决于特定的实施例。
如图1方框图所示，依照本发明用于无线通信系统的一个CFBD内，在A/D变换后得到的基带信号采样值可在相位上得到调整，但本发明并不局限于这方面的范围。基带信号采样值的相位调整示于图1是通过移相器或调节器100进行的；可是在其他的实施例中移相器100可被省略，如以后详细说明的那样。移相器100的解旋转器120向基带信号采样值提供-90°或-π/2弧度的相移。如前所述，这被称为“解旋转”。这个解旋转可以通过在时域将基带信号采样值乘以e-jπk/2来实现，这里k＝0，1，2，3…。执行解旋转的精确性质至少部分地取决于要解旋转的信号的环境和性质。因此，在这个特定的实施例中，基带信号已被变换为离散的信号采样值，在图1中对于一个特定的n阶离散的信号采样值，In表示同相分量而Qn表示正交分量，解旋转以这种形式加到这些基带信号采样值，如图1所示。在本文中，信号采样值也被称为解码的，因为被解旋转的基带信号采样值的处理，在通过无线媒介发送之前已经有效地去掉了加在基带中信号的调制。
如图1所示，移相器100还包括由相位补偿器110完成的相位补偿。相位补偿也可在A/D变换后加到基带信号，以前所述。例如，可以获得振荡器频率偏移误差的一个估计量，该估计量在图1中表示为dθ，可用来完成频率补偿，但依照本发明用于无线通信系统的CFBD不限于这方面的范围。此外，如下面更详细地说明的那样，相位被偿和解旋转可同时加到每个基带信号采样值。再者，完成本文中的相位补偿或解旋转可以使用许多不同的技术。
图4是一示意图，说明由相位补偿器110产生的问题，那里用于无线通信系统的CFBD的实施例包括一个相位被偿器。如图示，可以得到一个第一基带信号采样值，例如GMSK中一个“0”信号，它在图4的直角坐标中表示为(I1，Q1)。如图示，这个基带信号采样可包括一个起始相位误差偏移θ0，例如，它属于信号处理误差或可能是由于发射机和接收机之间的延时或是由于与“采样瞬间”的选择有关的偏移引起的。假设下一个基带信号采样也是0信号，对于如GSM中的FCCH那样的一个频率脉冲串，下一个基带信号采样值可能包含(I2，Q2)，也表示在直角坐标中。如图示，虽然对于GM-SK，理想上(I2，Q2)应该位于相对(I1，Q1)成π/2弧度或90°的地方，用 表示，但由于一个可能的振荡器频率偏移误差，例如可能由用来完成下行变频的振荡器产生的，举例说，可能是一个相位误差，在图4中用dθ表示。因此，相位被偿器110对一个基带信号采样值提供相位补偿，例如减少或去掉基带信号采样值中的误差，后者是由于振荡器频率偏移误差引起的这个相位误差dθ所引起的。因此，移相器100产生了相位调整的基带信号样值，或相位补偿和解旋转的基带信号采样值。由移相器或调节器100产生的这些解码信号采样值示于图1，它分别包含同相和正交分量I′n和Q’n。虽然依照本发明的一个CFBD实施例可能包括一个移相器，如上所述，本发明并不限于这方面的范围。例如，另一方面，解码的信号采样值可直接地提供给依照本发明用于无线通信系统的一个CFB-D。在此情况下，基带信号采样可由一个单独的处理或信号处理器来解码。例如，假设基带信号采样值已由一个振荡频器率偏移误差估计器处理，则可提供解码的信号采样值，其中累加的振荡器频率偏移误差的估计已从这里被除去。同样地，在某此情况下，采用依照本发明用于无线通信系统的CFBD，对于振荡器频率偏移误差，在不使用相位被偿的情况下，也可得到满意的结果。
如上所述，经过无线媒介发送的信号在下行变频后，所得到的基带信号可变换为二进制数字信号采样值。虽然信号采样值的I和Q分量可用来表示这些信号采样值，但信号采样值分解为不是I和Q的信号分量，在合适的情况下当然也能提供满意的性能。在这个特定的实施例中，信号采样值的I和Q分量由移动平均(MA)滤波器300和400进行滤波来分别地提供用于信号采样值的I分量的移动平均和Q分量的移动平均。虽然在图1中并未示出，如以后更详细地说明的那样，这些滤波器在图1中用N表示，与这些滤波器有关的“窗口尺寸”可被修改。例如，窗口尺寸可以自适应地修改。
虽然在图1，原理上这些滤波器表示为两个独立的滤波器，可另一方面，也可使用一个滤波器。在这样的实施例中，正交分量中的第一个分量例如I分量可被滤波，然后其它分量例如Q分量可被滤波。当然，在这些情况下，可能需要存储信号值以便各正交分量可被单独地滤波或处理。用于已解码信号采样值的滤波的I和Q分量的相应幅度可在这个实施例中被确定，例如由绝对幅度检测器500和600确定。已滤波分量的相应幅度由累加器700按结构叠加或组合并提供给阈值检测器800。
当然可以理解，滤波的各正交的分量信号采样值的幅值可由其它技术检测。例如，滤波的各正交分量可以被平方。同样地，在另一实施例中，可能不需要检测幅度，因此滤波的各正交分量可以按结构组合。例如，根据特定的信令方案，滤波的各正交分量可以一种便于已滤波的正交分量相加或按结构组合的形式产生。同样地，在某些情况下，可以证明，仅是对解码信号采样值的一个分量进行滤波也可满意地来检测一个频率脉冲串。对于这些实施例，按结构组合幅度是没有意义的。
对于依照本发明的无线通信系统的CFBD，其频率脉冲串的检测将取决于是否达到或实现一个预定的信号阈值或信号电平。当然，特定的信号电平将取决于特定的实施例。例如，在仅利用一个分量的实施例中，信号电平可能是负的并且“超过”阈值可能包含一个“更负”的信号值。当然，可以理解，依照本发明用于无线通信系统的CFBD的范围不限于和GSM标准或甚至和GMSK一起使用。依照本发明的一个CFBD可使用在任何采用的频率脉冲串信号的无线通信系统中。
结合GSM中使用的信号调制类型，例如，研究图2所示的GSM实际信道，可以图解地说明上述方法的优点；但如上述，本发明不限于这方面的范围。也如上述，GSM FCCH包含连续0信号的一个预定的序列。同样地，已如上述，GSM中的GMSK保证零的差分比特值可在GSM中发送并至少部分地有一个+90°或π/2弧度的相位变化。所以，通过对基带信号采样值的相位补偿和解旋转，如图1中图解的实施例所示，考虑到例如由信号噪声所引起的可能误差，接收零的差分比特值序列，例如一个频率脉冲串，将在依照本发明用于无线通信系统的CFBD的阈值检测器产生一个比较大的阈值。这图解于图5，这里解码信号采样值群集在第一象限。可是如果相反，检测出同步信道或不是频率脉冲串的其他信号，则阈值检测器将利用依照本发明用于无线通信系统的CFBD来检测一个不同的较小的阈值。这示于图6，这时解码的信号采样值沿着I-Q平面上的单元圆分布。因此，对于这些信号采样值，当信号采样值的各正交分量，例如I分量和Q分量是独立滤波时，如图1中实施例所示，对于每个滤波分量，将产生一个较小的幅值。与可发送的其他的信道或信号相不同，通过选择一个适合的阈值或信号电平，阈值检测器可能检测出一个FCCH或频率脉冲串的存在。
依照本发明用于无线通信系统的CFBD，例如示于图1并已说明的实施例，提供了许多优点。比起通常用来完成匹配滤波的数字信号处理器或其它的协处理器，这样一个检测器的硬件复杂程度是比较低的。当然，依照本发明用于无线通信系统CFBD的另一个实施例可包含一个编程的DSP，例如用来数字地实现如上述的信号滤波和幅度检测。同样地，比起现有技术方法，依照本发明的方法，结果是消耗比较小的功率。利用依照本发明用于无线通信系统的CFBD，在移动台的峰值加载期间也可提供好处。依照本发明用于无线通信系统的CFBD可被使用，因此，移动台相当有限的计算资源可被用来完成其他的信号处理操作，例如语音编码/解码，信道编码/解码，语音识别等。
虽然依照本发明的方法可以使用在无线通信系统的许多不同的方面，在一个实施例中，例如一个包含依照本发明的CFBD的移动台，CFBD可用来检测频率脉冲串的存在。因此，在一个实施例中，依照本发明用于无线通信系统的CFBD可用于频率校正信道和一个相关器检测器的粗检测，比如可用一个DSP来实现，作为例子，可用来进一步证实同步信道的存在。同样，当检测到试验性的频率校正信道后，依照本发明用于无线通信系统的CFBD可调用一个“中断”到数字信号处理器或其他的协处理器，然后可能开始进行同步信道的“细”检测。运用这种技术，移动台的有效计算资源可被节省用于其它的信号处理工作，例如，在峰值加载期间的工作。同样地，依照本发明用于无线通信系统的CFBD可在移动台的再同步操作期间被采用。例如，当一个移动台从第一基地台的一个实际“单元”或边界跨入第二基地台的单元或边界时，尽管移动台和第一基地台还保持联系，依照本发明用于无线通信系统的CFBD可用来检测来自第二基地台的频率脉冲串。
图7表示一个矢量处理器或协处理器1000，它用来实现依照本发明用于无线通讯系统的CFBD的实施例。使用数字信号处理，这样一个矢量协处理器可用来实现依照本发明用于无线通信系统的CFBD的实施例，可是普通的技术人员将会理解，其它的矢量协处理器，也是可用来实现依照本发明的用于无线通信系统的CFB-D，并且本发明并不局限于这个特定的矢量协处器的范围内。此外，另外的实施例可处理不是二进制数字信号的信号来完成对频率脉冲串的检测。
示于图7的矢量协处理器1000包括一个高速缓冲存储器或RAM1000，一个CORDIC处理器1300和一个算术逻辑单元(ALU)1400。CORDIC处理器在技术上是已知的，例如，在以下文章中已作说明由J.E.Volde撰写发表在1959年9月IRE电子计算机会刊上的“CORDIC三角计算技术”和由Yu Hen Hu撰写发表在1992年7月IEEE信号处理杂志上的“用于数字信号处理的基于CORDIC的VLSI结构。如图7所示，高速缓冲存储器1100，CORDIC处理器1300和ALU1400通过信号总线2100来连接，例如该总线能够传送16位字，但本发明的范围在这方面并未受到限制。矢量协处理器1000还包括寄存器1150，寄存器1200，多路复用路(MUX)1600和1700，寄存器1900和2000，和多路复用器1800，其连接如图7所示。
现在通过图8所示的流程图来说明和图解矢量协处理器1000的工作，该处理器是为了实现依照本发明用于无线通信系统CF-BD的实施例的。正如流程图所示，首先，一个数字信号值(dθ加90°)可装入寄存器1200。在这个特定的实施例中，这个信号值表示要加到一个基带信号采样值的相位补偿或相位偏移，已知上述，它包括“解旋转”90°。装入寄存器1200的信号值可由ALU1400累加，经过MUX1600和MUX1700，将此结果存入寄存器1900。存储在寄存器1900内的累加的角度现在可用来调节第一基带信号采样值的相位，在本文图7的RAM1100中表示为I(0)，Q(0)。经过信号总线2100可从RAM或高速缓冲存储器1100将第一基带信号采样值提供给CORDIC处理器1300，对于这个特定的实施例经A/D变换后，那里所有基带信号采样值可被存储，例如存在存储器区段“mem 1”中。同样地，寄存器1900连接到CORDIC处理器1300，以便将用于CORDIC处理器1300的旋转量作为一个信号施加到从RAM1100得到的基带信号采样。基带信号采样值可提供到信号总线2100，以便它可最后存储在RAM1100内。在图7中，这个数字信号值表示为I′(0)，Q′(0)并储存在存储器区段“mem 3”中。图8中所示的流程图，当然省略了有关精确的存储器位置的细节，这里存储的信号采样值仅是为了说明的目的。正如示于图8的流程图所进一步说明的那样，在这个实施例中，这个过程将继续直到所有基带信号采样值在相位上已被调节。为了完成这一点，存储在寄存器1900的先前积累的结果现在经过MUX1700提供给ALU1400，而数字信加值，(dθ加90°)，经过寄存器1200和MUX1600再次提供给ALU1400，因此要加到I(1)，Q(1)的相位调节量例如是两倍于所估计的相位偏移，dθ，加上一个解旋转180°。当然，如前所述，基带信号采样值可通过完全分开的处理来解码，并且解码的信号采样值可直接地提供给依照本发明用于无线通信系统的CFBD的其它实施例。
在得到解码的信号采样值后，则所得的解码信号采样值的各正交分量可被滤除。这可使用示于图7的结构来完成如下。根据特定的实施例，一个计数器(未示出)可置0而一个指针，例如示于图7中的指针55，可设置到RAM1100内包含解码的信号采样值的第一地址，例如“mem 3”。通过信号总线2100和MUX1600，信号采样值的分量可提供给ALU1400。同样地，通过MUX1700，寄存器1900的当前内容可提供给ALU1400来完成递归的或迭代的处理。对于第一解码信号采样，寄存器1900可设置为0。在这个实施例里，解码信号的I分量可首先利用ALU1400累加。这可通过对计数器连续地计数和将指针移动到RAM1100内的下一个存储器地址来完成，该地址包含下一个同相分量。通常，这可能包含指针增加为2，假设解码信号采样值和正存储在相邻近存储器位置的每个信号采样值的同相和正交分量是连续存储的，虽然本发明不限于这些实现细节的范围内。同样地寄存器1100可包含一个“窗口尺寸”，它可按特定的的实施例来调节。因此，计数器可以增加直到计数器达到窗口尺寸。有关窗口尺寸选择的考虑以后将更详细地说明。执行上述循环，在计数器达到这个特定实施例的窗口尺寸后，寄存器1900将包含解码信号采样的全部同相分量的和。当然可以理解，其它的滤波器，例如各种低通滤波器，可使用ALU1400而不是简单地使用解码信号采样的全部同相分量的移动平均滤波器来实现。
在解码信号采样值的同相分量已被滤波后，如上所述，则解码信号采样值的滤波分量的大小也就确定，如图7所示，在图7中，这是用MUX1800来说明的，在图7中用S表示的寄存器1900的符号位，其提供给ALU1400。如果解码信号采样滤波的同相分量是负的，如存储在寄存器1900的信号值符号位所指示的那样，则存储在寄存器1900的信号值经过MUX1700返回到ALU1400，因此该信号值的“二进制反码”可被确定并存入寄存器2000。另一方面，如果信号值的值不是负的，则该信号值可存入寄存器2000而不取“二进制补码”。如图9所示，在解码信号采样值滤波的同相分量的大小确定后，对于解码信号采样值的正交分量就可重复同样的过程。因此，可用算术逻辑单元1400对正交分量滤波，并检测幅值，如上述。如图9所示，这个过程完成后，寄存器1900中包含的信号值的和(它包含解码信号采样正交分量“绝对”滤波的幅度)，可与寄存器2000中包含的信号值相加。(它包含解码信号采样值滤波的同相分量的“绝对”幅度)。最后，一个阈值值或信号电平可被装入寄存器1200并经过MUX1600提供给ALU1400，而解码信号采样值滤波的正交分量幅度的叠加和积累可经过MUX1700提供给ALU1400。如前所述，在其它的实施例中，仅对解码信号采样值的一个分量进行滤波就足够了。对于这些其它的实施例，由于按结构组合幅度是不考虑的，所以不要求检测滤波的各正交的分量的幅度。同样地，为方便起见，根据这个特定的实施例，阈值检测可包括将滤波分量与一个负的数字信号值或电平比较，例如使用ALU1400。
在阈检测定后，如果符合阈值，则为图9所示，比如起动一个中断到一个附加的处理器，例如对于GSM，同步信号相关就可以开始。在本文中，符合或超过阈值指的是有一个幅度超过阈值信号电平的幅度，然而，如前所述，这可以方便地用负信号以及正信号来完成，如前已指出，这取决于特定的实施例。另一方面，如果没有达到门限，则如前所述指针将会增加以使解码信号采样值的下一个相继的“窗口”得到滤波，如图8和9所示。
在一个使用“窗口”的实施例中，如前所述，当完成成对信号采样值的下一个窗口的计算时，为了节省计算时间和功耗，可利用一个方便的方法，即简单地将下一个信号采样值的一个分量加到以前存储的信号采样分量的总和，比如I分量或是Q分量，当然，这取决于特定的总和与特定的实施例；以及所存储的总和中减“最早的”即从总和中减去第一信号采样分量。因此，可以得到下一个窗口值而不用重复地相加信号采样分量值。
依照本发明用于无线通信系统的CFBD的另一方面涉及“窗口尺寸”的选择，如前所述，窗口尺寸涉及对解码信号采样的各正交分量的滤波。虽然本发明不限于一个特定窗口尺寸的范围，窗口尺寸的选择仍可包括各种考虑间的折中。如果使用一个比较大或长的信号采样窗口，例如接近频率脉冲串预期的信号采样长度，则用于检测的信号电平可被设置成相当高。这将减少频率脉冲错误检测的可能。然而，当一个频率脉冲串出现时，这也增加了不能检测到具有良好边界条件的频率脉冲串的可能性。另一方面，窗口尺寸可选择成相当小，这将减少了不能检测到频率脉冲串的可能性，但也增加了错误检测的可能性。
涉及窗口尺寸的另一方面是与相位补偿有关，如图4所示并在先前详细讨论的那样，虽然本发明不限于这方面的范围，但在依照本发明用于无线通信系统的CFBD实施例中希望提供相位补偿。然而对于不提供相位被偿的那些实施例，希望在开始使用一个比较小的窗口尺寸来对解码信号采样值的各正交分量滤波。在这样一个实施例中，一个未被偿的振荡器频率偏移误差可对I-Q平面内所希望的解码信号采样值聚集产生不良影响，如图5所示，并且因此至少稍微降低了依照本发明用于无线通信系统的CFBD实施例的性能。更具体地，由于振荡器频率偏移误差的存在，解码信号采样值不太可能聚集，而更可能是沿着I-Q平面内一个单位园的园周相互间隔分布。如果振荡频率偏移误差大量积累，则解码信号采样值将会与I或Q轴相交，会影响实际操作中的一个滤波正交分量。即使是在未被偿的振荡频率偏移误差积累存在的情况下，使用较小的窗口尺寸也将增加检测较小信号电平的可能性，因此将仍然得到满意的性能。
在依照本发明用于无线通信系统的CFBD另一个实施例中，可同样地使用一个自适应的窗口尺寸，在这样一个实施例中，如前所述，一个比较小的窗口尺寸可首先用于检测频率脉冲串。在试验性地识别了频率脉冲串后，会在检测的脉冲串的基础上估计振荡频率或相位偏移误差。例如这可依照一个用于无线通信系统的振荡频率偏移误差估计器来完成，虽然本发明并不限制这方面的范围。然而，用一个有效的技术估算出相位或频率偏移误差后，则信号采样值可得到校正或相位补偿，而一个较大的窗口尺寸可用来证实频率脉冲串的存在。如果证实了频率脉冲串，就会产生进一步信号处理。这个方法的一个优点与检查相当大的相位或频率失调误差出现的情况有关。对于依照本发明的CFBD的一个实施例，一个相对较小的窗口尺寸比起一个相对较大的窗口尺寸能提供更好的频率脉冲串检测结果，可是如前所述，错误检测率也会随着更小的窗口而增加。另一方面，在相位或频率偏移非常小的的场合，较大的窗口会提供更好的频率脉冲串检测结果。图10示出了各种可选择方法的频率脉冲串检测结果，这些方法与窗口尺寸和相位或频率偏移有关。前面说明的自适应方法使用选择尺寸的窗口的有利情况来检测频率脉冲串。
现在可以理解已经说明的依照本发明用于无线通信系统的CFBD的实施例。如前所述，基带信号采样值在这里顺序地进行相位调节，滤除解码信号采样值的同相分量并检测其幅度，按结构组合并进行阈值检测这两个幅度，但本发明并不局限于这个特定实施例的范围。为了利用与示于图7的结构有关的性能，选择这个特定的操作序列。然而可以使用许多可能的结构和许多可能的操作序列。例如，在开始对解码信号采样滤波之前，在某一时刻对一个单独的基带信号采样进行相位调节，同时对一个单独的解码信号采样值进行滤波，而不对所有基带信号采样值反复地进行相位调节。同样地，与前面所说的方法不同，同相分量和正交分量的滤波可在检测那些滤波分量的幅度之前来完成。此外，如前所述，在另一个实施例中，可仅滤除一个分量，或是代替处理基带信号采样值，直接提供解码信号采样。所有这些可能的方法都将包括在附加的权利要求书内。
检测无线通信系统发送的基带信号中的频率脉冲串的方法可用以下方式来完成。频率脉冲串在无线通信系统的接收端得到检测，经过无线通信系统发送的基带信号的相位一可进行处理来得到一个解码的信号。通常，这可以通过将基带信号变换为基带信号采样值，例如使用A/D变换，然后调节基带信号采样值的相位来完成。但本发明的范围不限于这一方面。例如，示于图7的一个CORDIC处理器可用来完成相位调节。这产生了解码信号采样值，虽然如前所述，在其它的实施例中该相位调节可被省略。同样地，根据特定的实施例，相位调节可包括解旋转或相位补偿，如前所述。根据该特定的实施例，由基带信号得出的解码信号采样值的一个分量或各正交分量可被滤除，例如移动平均滤波。在没有产生离散信号采样值的实施例中，解码信号的一个分量或两个正交分量可被滤波。通常，同相分量和正交分量是被分别地滤波。可以检测出解码信号采样值滤波的各正交分量的幅度。这可以多种方法进行以方便地对滤波的各正交分量幅度按结构组合。然而在对一个分量滤波的其它实施例中，这个步骤可以省略。组合的幅度可用阈值检测来确定是否已检测出频率脉冲串。可是在对一个分量滤波的其它实施例中，该滤波的分量可直接地阈值检测。
这里已经图解和说明了本发明的某些特点，本领域的技术人员还会想到许多修改，替换，变化或等效的地方。所以可以理解希望如同适合本发明的真正精神一样，附加的权利要求书意在覆盖有这些修改和变化。
权利要求
1.一种在无线通信系统的接收端检测经该无线通信系统发送的基带信号中的频率脉冲串串的方法，其特征在于，它包括以下步骤对从经过无线通信系统发送的基带信号得出的解码信号取样值的一个分量进行移动平均滤波；以及对所滤波的分量实行阈值操作。
2.一种在无线通信系统的接收端检测经该无线通信系统发送的基带信号中的频率脉冲串串的方法，其特征在于，它包括以下步骤以从经该无线通信系统发送的基带信号中得出的解码信号取样值的正交的各分量进行单独滤波；对单独滤波的各正交分量的幅值按结构合并以及将按结构合并的幅值进行阈值操作。
3.权利要求2的方法，在滤波步骤之前进一步包括以下步骤从经无线通信系统发送的基带信号中导出解码信号的取样值。
4.在权利要求3的方法中，所述导出步骤包括以下步骤将基带信号变换成基带信号取样值；以及调节基带信号取样值的相位。
5.在权利要求4的方法中，对解码信号的取样值的正交的各分量单独进行滤波的步骤包括对解码信号的取样值的同相分量和正交相位分量进行单独地滤波。
6.在权利要求5的方法中，单独地对同相分量和正交相位分量滤波的步骤包括单独地同相分量和正交相位分量进行移动平均滤波。
7.在权利要求4的方法中，按结构将单独滤波的这些正交的分量的幅值进行合并的步骤包括检测每一个单独滤波的正交的分量的符号；对任一负的滤波正交分量求补以便获得它的幅值；以及合并这些单独滤波的正交分量的幅值。
8.一种用于无线通信系统接收端的集成电路，其特征在于，它包括一个用于对一个被解码的信号取样值的一个分量进行滤波的数字信号滤波器(例如300，400)，所述解码的信号取样值是从经无线通信系统发送的一个基带信号中得出的；以及一个用于相对于一个基本预定的信号电平对解码信号的取样值的滤波分量的信号电平实行阈值操作的阈值检测器。
9.一种用于无线通信系统的接收端的集成电路，其特征在于，它包括一个用于对解码信号的取样值的正交的各分量进行滤波的数字信号滤波器(例如，300，400)，所述解码信号的取样值是从经无线通信系统发送的一个基带信号中得出的；一个用于按结构合并该滤波的各正交分量的幅值的累加器(例如，700)；以及一个用于相对于一个基本预定的信号电平对按结构合并的这些幅值的信号电平进行阈值操作的阈值检测器。
10.权利要求9的集成电路进一步包括一个用于调节从经无线通信系统发送的基带信号中得出的基带信号样值的相位，从而产生解码信号样值的数字信号移相器(例如，100)。
全文摘要
简单地说，依照本发明的一个实施例，用于无线通信系统接收端的一个集成电路，其特点在于它包含一个数字滤波器(例如300，400)，它用于对解码的信号采样值的一个分量进行滤波，该解码的信号采样值是从无线通信系统发送的。基带信号中得出的；以及一个阈值检测器，它用于根据一个实际上预定的电平来限定解码信号采样值的滤波分量的信号电平。
文档编号H04B7/26GK1138814SQ95120909
公开日1996年12月25日 申请日期1995年12月15日 优先权日1994年12月16日
发明者默哈麦德·沙里夫·莫宾 申请人:美国电报电话公司