专利名称：右边不同的误差会聚校正的制作方法
技术领域：
本发明一般地涉及会聚校正领域。
因为投影电视机中使用的所有三个投影阴极射线管(CRT)彼此不同轴，而且三个投影管中的两个相对于面板屏不同轴，正如图4右下角的图例所示，投影电视机遭受多种图象失真。动态会聚校正需要产生多种会聚校正信号，并且把它们加到每个CRT的行和场偏转线圈组件中的一组辅助会聚校正线圈上。
在使用具有凹面曲率的曲面板CRT的投影电视机中，与红和兰图象的梯形失真有关的不同正弦形失真已经被确认。参阅
图1，这种失真使得在图象的上左(UL)和下右(LR)象限中，一幅本应该会聚的图象的兰色行扫描线(图1中的虚线)在绿线和红线之上，而在图象的上右(UR)和下左(LL)象限中，在绿线和红线之下。同样，在图象的上右(UR)和下左(LL)象限中，一幅本应该会聚的图象的红色行扫描线(图1中的点划线)在绿线和兰线之上，而在图象的下右(LR)和上左(UL)象限中，在绿线和兰线之下。这种失真在行扫描中心线(HCL)上幅度为零，并且朝图象顶部和底部方向递增。
如图二所示，第二种失真使红色和蓝色行扫描线在图象的左边不同地向上和向下扭曲。已经发现，这种失真是由于会聚功率放大器中响应时间慢的缘故。
如图3所示，所有投影电视机共有的第三种失真是梯形失真。因为绿CRT的光轴正交于屏面的屏中心，绿色图象几乎没有梯形失真。同样，因为红和兰CRT的光轴处在包含屏水平中心线的平面之内，并且垂直于屏面，几乎没有红和兰的垂直梯形失真。然而，红和兰CRT在水平方向上偏离屏中心，并且向里倾斜。红和兰CRT各安装在绿CRT的一侧。这种安排引起红和兰色相等和相反的梯形失真。红和兰图象具有平行的左和右边缘，而在顶部和底部向相反方向发散。现在已经使用一个代表行频锯齿波和场频锯齿波乘积的信号来校正梯形失真。这种信号也用术语“行锯齿×场锯齿”表示。其他会聚校正波形同样也用其他信号乘积的术语表示。如图6所示，该乘积是场频蝴蝶结形输出信号，其中行频锯齿在图象顶部和底部有最大幅度，在水平中央线处幅度为零。水平相位在水平中央线处反转。因此，红和兰的梯形失真校正波形必须是极性相反并且主要加在红和兰场会聚校正线圈上。
由于许多会聚信号都加在行和场偏转线圈的会聚校正线圈上，对特定的会聚误差或者失真的校正往往会干扰其他会聚误差的校正。由不同的正弦和左边缘以及右边缘扭曲失真引起的问题首先是对这种失真的校正，其次是对这种失真的校正不影响其他会聚校正。
在水平线中红和兰的不同正弦失真都是正弦形的。因此，行频正弦校正乘以场锯齿可以用来校正它。红和兰不同的正弦失真可以通过在行锯齿信号乘以场锯齿信号以产生梯形失真校正信号以前将行正弦信号加到用以产生梯形失真校正信号的同一行锯齿信号上来校正。正弦相位是这样选择，使得行锯齿的顶峰和底峰出现限幅以及零交叉点具有增大的斜率。
左边不同的扭曲可以通过在行回扫期间产生过激励脉冲，并且也是在与场锯齿信号相乘之前将此过激励脉冲加在行信号以及行锯齿信号上，以加快放大器的响应速度。
在人们通过对每一个场偏转线圈加相同阻尼，成功地减小代表在场偏转线圈中的行频电流的串扰之后，结果发现相同的阻尼也校正了图象左边不同的扭曲失真。此外，在对每个场偏转线圈使用相同的阻尼的同时，行锯齿信号在时间上被前移，以对准场斜交叉(skew)控制的中心点。然而，这个相位的改变引起了第四种失真，它使红和兰水平扫描线分别在图象的右边缘产生上下不同的扭曲，如图11所示。
已经确定，右边不同的扭曲可以通过从行右边的线性信号产生一个负脉冲，并且在和场锯齿信号相乘以前把这个负脉冲加到一般是正弦的信号和行锯齿信号的行上予以校正。
用阴极射线管显示遭受失真的图象的校正电路包括产生行频锯齿波的装置；产生行频一般来说是正弦波的装置；产生行频脉冲的装置；用来相加行频锯齿波，一般说来是正弦波和脉冲波形，以确定一个行频复合波形的装置；用来产生行频复合波形与场频波形的乘积作为输出信号的装置，这个行频复合波形被DC耦合到乘积产生装置；用来放大输出信号的装置；以及与阴极射线管耦合，用来接受经放大后的输出信号以及响应于输出信号产生动态磁场的校正线圈，这个输出信号含有校正梯形失真的第一分量，校正红/兰不同的正弦失真的第二分量和用来校正红/兰不同的右边缘扭曲失真的第三分量。
依照所讲述的发明装置的特点，用阴极射线管显示受到失真的图象的校正电路包括产生行频锯齿波的装置；产生行频脉冲的装置；产生行频一般来说是正弦波的装置；用来相加行频锯齿波，脉冲和正弦波以确定一个行频复合波形的装置；用来产生行频复合波形和场频波形乘积作为输出信号的装置，这个行频复合波形被DC耦合到乘积产生装置；用来放大输出信号的装置；以及与阴极射线管耦合的校正线圈，用来接受经放大后的输出信号以及响应于输出信号产生动态磁场，这个输出信号含有校正梯形失真的第一分量，校正红/兰不同的正弦失真的第二分量和用来校正红/兰不同的右边缘扭曲失真的第三分量。一个投影电视机包括三个阴极射线管，每个阴极射线管有一个场偏转线圈并且每个场偏转线圈相互串联连接；三个相等的阻尼电阻，每个相等的阻尼电阻并联连接在一个场偏转线圈的两端；用来将每个阴极射线管三个行频波形相加，以便为每个阴极射线管确定一个行频复合波形的装置；用来产生供每个阴极射线管用的行频复合波形与供每个阴极射线管用的场频波形的乘积，把它作为供每个阴极射线管用的输出信号的装置；放大供每个阴极射线管用的输出信号的装置；和三个校正线圈，每个校正线圈耦合到一个阴极射线管，用来接受经过放大的阴极射线管的输出信号，并且响应于这个输出信号为阴极射线管产生一个动态磁场，这个输出信号含有校正梯形失真的第一分量，校正红/兰正弦失真的第二分量和用来校正红/兰右边缘扭曲失真的第三分量。
依照所讲述的发明装置的特点，一个投影电视机包括多个阴极射线管，每个阴极射线管有一个场偏转线圈并且每个场偏转线圈相互串联连接；多个阻尼电阻，每个阻尼电阻与场偏转线圈中一个相应的线圈并联连接；用以产生行频锯齿波形的装置；用以产生行频脉冲波形的装置；用以产生行频一般来说是正弦波形的装置；用来相加行频锯齿波，脉冲波和一般说来是正弦的波形，以便确定行频复合波形的装置；用来产生行频复合波形与场频波形乘积作为输出信号的装置，这个行频复合波形是DC耦合到乘积产生装置；用来放大输出信号的装置；和与其中一个阴极射线管耦合，用来接受经放大后的输出信号且响应于输出信号产生动态磁场的校正线圈，这个输出信号含有校正梯形失真的第一分量，校正红/兰不同的正弦失真的第二分量和用来校正红/兰不同的右边缘扭曲失真的第三分量。这些阻尼电阻可以相等。
梯形失真是归因于阴极射线管的离轴定位；红/兰不同的正弦失真是归因于阴极射线管面板的几何形状；而右边缘扭曲是受行锯齿波形的复位脉冲相对于行逆程脉冲时间移前，使得垂直交叉的中心点向中心移以及基本调整的影响。
本发明的上述和其他特点以及优越性通过阅读下面的叙述和附图将会变得更加明显。
图1是用于说明水平线中红和兰的不同的正弦失真的图形。
图2是用于说明水平线中不同的左边缘扭曲失真的图形图3是用于说明梯形失真的图形。
图4是投影电视机的方框示意图，它包括用于校正梯形失真，水平线中红色和兰色的不同的正弦失真和水平线的不同的左边缘扭曲失真的电路。
图5是图4中所示的抛物波发生器的示意图。
图6是用于说明为校正梯形失真所使用的波形的图形。
图7是图4中所示的正弦波发生器的示意图。
图8是如图4所示的行锯齿波发生器和限幅器的示意图。
图9是在图4中以方框形式示出的会聚校正波形输出电路的示意图。
图10是在图4中以方框形式示出的AN614集成电路的示意图。
图11是用于说明水平线右边扭曲失真的图形。
图12是投影电视机的方框示意图，它包括用于校正梯形失真，水平线中红和兰的不同的正弦失真和水平线的不同的右边扭曲失真的电路。
图13和图14是用以说明投影电视机中场偏转线圈的阻尼的示意图。
图15是图12中所示的抛物波发生器的示意图。
图16是图12中所示的行锯齿波发生器的示意图。
在图4中以方框和示意图形式示出一个投影电视机，并总体标以标号1。接收机包括同步信号分离器2和色度处理器3，各自对显示信号输入作出响应。行同步分量H和场同步分量V分别加在行和场偏转电路4和5上。对于色度处理器3产生的红R，绿G，兰B信号分别提供有三个投影CRT80，81和82。使用透镜84，每个CRT在屏83上显示相应于它的颜色的单色图象。只有绿CRT81垂直于屏83。红和兰CRT各在绿CRT的一侧。在水平方向上偏离屏中心并向里倾斜。如上所述，这个结构产生红和兰的相等和相反的梯形失真。红和兰图象具有平行的左和右边缘以及相反发散的顶边和底边。
每个CRT提供有偏转线圈。每个行偏转线圈包括一个主场偏转线圈86，一个主行偏转线圈87，一个用于垂直会聚校正的辅助场偏转线圈88和一个用于水平会聚校正的辅助行偏转线圈89，各个CRT的各种线圈按需要对红，绿和兰分别加以后缀R，G和B加以区分。产生各种会聚波形的系统总体以标号6标明。
会聚校正系统6接收和/或产生多个不同波形，这些波形以各种组合方法被换算，求和和/或相乘，以提供6个复合会聚波形，表示对红行(∑RH)，红场(∑RV)，绿行(∑GH)，绿场(∑GV)，兰行(∑BH)和兰场(∑BV)的校正。∑RV输出信号通过输出放大器71耦合到会聚校正线圈88R。∑GV和∑BV输出信号分别通过输出放大器72和73耦合到它们各自的会聚校正线圈。
用于产生仅仅一个这样会聚校正波形(标为波形I)的电路在图4中详细示出。波形I是输入到会聚校正波形组合电路70的第一种校正会聚波形CCW1(I)。波形CCW1(I)是波形相乘的乘积。乘法器的输出信号通过晶体管Q70缓冲并通过电容70交流AC耦合到会聚校正波形组合电路70。其他会聚校正波形是输入信号CCW2至CCWN。可能需要40种或者更多的这种会聚校正波形。
波形I表示两个信号的乘积。一个信号通常是如波形F所示的场频锯齿波。场频锯齿波具有4.25V峰-峰值电压和5.3V直流电平。在垂直方向上小量的尺寸校正通过在场锯齿波F上加上如波形G所示的小幅度场频正弦波来实现。场正弦波G具有0.2V峰-峰值电压和0.1V直流电平。场锯齿波F和场正弦波G在由电阻R60，R61，和R62构成的电阻求和网络中相加。这就校正了图象顶部和底部行扫描线校正的增益。另一个信号是波形H，它本身是波形C，D，和E之和。
波形H的产生是从加在正弦波发生器10上标记为波形A的行频抛物波开始，正弦波发生器10产生标为波形C的正弦波。行频抛物波正峰值电压+5.6V，负峰值电压-0.1V。而且，行频抛物波在会聚功率放大器中被延迟大约5秒后导致主扫描。为了得到图象中笔直的行扫描线，成形为抛物形状是必要的。这种行频抛物波可以由图5所示的电路90产生，或者由图12和图15中所示的电路190产生。参阅图5，由电源91产生一个恒定电流Idc。可变化的电流Iac在结点95与电流Idc相加。该复合电流给电容91充电。由于来自行偏转电路4的行回扫脉冲使晶体管Q93以行频导通，电容C91经过复位电路94周期地放电。结果，如图所示的行频锯齿信号被AC耦合到积分器92。积分器92包括具有积分电容C90和包括R90的DC偏压电路的运算放大器U1。输出抛物波形A作为可变电流Iac被AC耦合到节点95。接在积分器92输出端的箝位电路93包括晶体管Q90、Q91和电阻R91。
行复位脉冲是AC耦合，因此只有它的上升沿使行抛物波复位。这使得在行复位脉冲结束之前大约5微秒就开始积分。由电阻R90加到U1反相输入端的DC电流偏置用作积分器的输入使行频抛物波倾斜，以便使其峰值发生在行扫中心之前大约5微妙。一般来说在峰值以后抛物波继续为负方向，直至回扫脉冲发生并将输出复位到零。然而，当DC偏置使行抛物波倾斜时会造成负向过冲并且使行抛物波的有用部分在行复位脉冲开始之前约5微妙时结束。这使得水平线在图象右边分叉(flair)。箝位电路93将负向抛物波限幅在大约-100mv。经测定这是为了在图象右边得到笔直的行扫描线的最佳电平。这个电平是关键的，即使在温度发生变化时仍由箝位电路93予以保持。晶体管Q91在它的集电极接受大约1mA几乎恒定的电流。由晶体管Q91的DCβ参数决定的这个电流的一小部分流入晶体管Q90的基极并确定基极对发射极电压，这个电压被反馈施加，它也是集电极对发射极电压。在箝位期间流过晶体管Q90的电流大约为10mA。晶体管Q90和Q91是同种类型，工作在相似的环境温度下。在晶体管Q90中集电极电流较高，使它的基极对发射极电压比Q91的大，这个差值大约100mV，随温度变化趋于保持不变。
行抛物波的积分在行复位脉冲的前一半时间里由于积分电容C90被晶体管Q92放电而被复位，并在行复位脉冲的后一半时间里得以开始。在这段时间里被积分的函数是在电容C91的电压下由于电阻R92和晶体管Q93的作用所引起的负向电容放电。这使得在积分的头5微妙期间行抛物波中有增大的正斜率，而不是作为抛物波特征的减小的正斜率。行抛物波的这种分叉(flaring)有助于使行扫描线在图象左边更平直。
返回参阅图4，行抛物波形A在正弦波发生器10中经被通滤波和移相，以产生图示为“行正弦”的波形C，该波形正向过零交叉点在行扫描中点之前大约5微妙，DC平均值为1.35V，峰-峰幅度值为1.6V。正弦波发生器10的示意图如图7所示。行抛物波由包括电阻R10、R11、R12和电容C10、C11的网络低通滤波。经过滤波的信号由晶体管Q10缓冲，该管是由电阻R13发射极偏置。
返回参阅图4，行锯齿波发生器20产生如波形D所示的行锯齿信号。行锯齿发生器20更详细地示于图8中。电流源使电容C20充电。在10微妙行回扫脉冲的开头由于晶体管Q20导通，电容被迅速放电。行回扫脉冲是22V峰-峰值具有正峰值+18v和负峰值-4V，如波形B所示。所产生的波形D在行回扫期间10微妙内是0V并且在扫描期间增大到峰值3.6V。DC平均值是1.5V。
电压分压器由串联连接在+12V和地之间的电阻R43和R42构成。电阻R43和R42的结点构成对行正弦波C和行锯齿波D的电阻求和结点45，行正弦波C和行锯齿波D分别通过电阻R40和R41耦合到求和结点45。
求和结点45是DC耦合到信号乘法器60的差分输入管脚5，例如松下(Panasonic)AN614乘法器。相对的差分输入管脚1由串联连接在+12V和地之间的电阻R50和R51构成的电压分压器偏置。由比形成的偏压电平大约为3.4V，等于在行扫描中点之前大约5微妙时行锯齿波和行正弦波之和的DC值。由于差分输入的两边都相同地以+12V电源为基准，该电源的任何变化都被抵消。这种DC耦合对于象AN614这种乘法器来说是一种非常规偏置结构。通常它是被AC耦合到被乘电源。例如，表示波形F和G的组合的“和”信号是通过电容C61AC耦合到乘法器60的管脚3。
DC耦合用来解决另一个问题，即是不同的左边缘扭曲。解决方案要求在行回扫期间加一个脉冲信号使会聚输出放大器的响应时间加快，并使图象左边红和兰的不同的扭曲变平直。假如采用AC耦合，这种回扫脉冲会增加扫描期间的响应畸变。这是因为复合波形有一个新的DC平均值和发生漂移，使差分放大器的平衡点从扫描期间所要求的时间移开。DC耦合允许在回扫期间加脉冲而且不扰乱扫描期间放大器的平衡。此外，已经发现，采用DC耦合在回扫期间可以使用非常大的脉冲，而且输出的峰值会被放大器的内部设计所控制。这意味着功率放大器的响应可以用脉冲持续时间而不是脉冲幅度来调整。
用脉冲持续时间调整功率放大器可以借助晶体管Q30来实现。按照波形B，峰-峰值22V的行回扫脉冲也是限幅电路30的一个输入。如图8所示，限幅电路30包括电阻R30和齐纳二极管CR30。齐纳二极管CR30的额定值为6.8V。限幅电路30的输出是一个具有正峰值为6.8V，负峰值为-0.6V的限幅的行回扫脉冲。峰-峰值为7.4V的行回扫脉冲通过电容C30和有电阻R31和R32构成的分压器AC耦合到晶体管Q30的基极。晶体管Q30在限幅的行回扫脉冲的上升沿导通，而在由电容C30和电阻R31决定的时间截止。晶体管Q30的集电极也连接到求和结点45，并被加到行正弦波和行锯齿波。求和的最后结果示于波形H中。
已经发现，如图2所示这种使图象左边的红和兰行扫描线不同地向上和向下扭曲的失真，不依靠上述那种在求和结点45加一个限幅的行回扫脉冲也可以得到校正。这种图象左边不同的扭曲失真的校正也可以通过给每个场偏转线圈加相等的阻尼以抑制场偏转线圈中的行频电流来实现。
参阅图13，场偏转电路5驱动主场偏转线圈86。场偏转电路5需要特定的负载电阻以保证合适的工作状态；在这种情况下需要270Ω负载电阻。串联连接的主场偏转线圈86是和270Ω电阻并联。在这种结构中，高频的时候主场偏转线圈86中央的一个线圈的作用就像是被主场偏转线圈86中其它两个线圈加载的电压发生器。大的行频环流可以由主行偏转线圈87和辅助偏转线圈89中相应的一个线圈感应进入主场偏转线圈86的中央线圈。因为主场偏转线圈是串联的，感应的行频环流流过主场偏转线圈86的其它两个线圈。通过以相等的并联电阻阻尼每个主场偏转线圈，如图14所示，可以抑制这个环流。阻尼电阻的数值这样选择，三个阻尼电阻是相等的并且三们阻尼电阻之和等于场偏转电路5要求的负载电阻值。
然而，如图11所示，在行锯齿信号M的相位较早的组合电路中使用这种阻尼引起图象右边的会聚失真。确切的说，红线扭曲朝向水平中心线而兰线扭曲偏离水平中心线。
如果不同的左边扭曲通过对每个场偏转线圈进行相等的阻尼得到校正，那麽，晶体管30可以用来矫正右边扭曲失真。参阅图12和图16，从抛物波发生器190产生的早的行脉冲J被用来产生行锯齿信号M。
参阅图15，抛物波发生器190类似于图5中所示的抛物波发生器，只是抛物波发生器190有两个增加的反馈环，使抛物波A更加稳定和对元件公差不大敏感。峰值幅度控制环191把行频抛物波A的幅度和由低偏差齐纳二极管CR190设置的电压比较，并且调整被AC耦合到积分电路92的行频锯齿波的幅度以保持行频锯齿波A的5.6V的峰值幅度。早期行脉冲长度控制环192把由早期行脉冲信号J激励并且总幅度等于电阻R190和电阻R191两端总电压的负向脉冲的平均DC电压值与电阻R190及R191结点处的电压比较，并且调整经过电阻R90流入运算放大器U1的电流，以便保持负向脉冲宽度和由电阻R190与电阻R190及R191之和的比值决定的行扫描周期之间的比例。在图15的抛物波发生器190中负向脉冲的宽度是调整为(10/57)(63.5μs)，或者11μs。
参阅图16，行锯齿波发生器120类似于图8中所示的行锯齿波发生器20，只是行锯齿波发生器120由前置行脉冲信号J复位，该脉冲具有提前行锯齿信号M相对于行复位脉冲的相位的作用。
行右边线性信号K是由行锯齿信号M得来，并且用来开通“on”晶体管Q30。在晶体管Q30的收集极产生的负脉冲经过增益决定电阻R106加到行正弦信号C和行锯齿信号M。然后这个复合信号乘以场锯齿信号F，以产生波形II。
行右线性信号K是一个跟随行锯齿信号M最后几微妙的三角形脉冲；其峰值为0.8V，其它时间是零。行锯齿发生器120输出端的电压通过电容C100耦合到晶体管Q100的基极。一旦行锯齿信号M达到大约2.7V电平，晶体管Q100充分导通“on”使晶体管Q100的发射极跟踪行锯齿信号M。因此晶体管Q100的输出跟踪行锯齿信号M的最后几微妙以便产生行右线性信号K。二极管CR100补偿晶体管Q100的基极-发射极结压降。
然后，行右线性信号K通过电阻R105耦合到晶体管Q30的基极。当行右线性信号K超过Q30的基极-发射极阈值电压时，晶体管Q30导通“on”。在晶体管Q30的收集极产生的负脉冲通过电阻R106耦合到乘法器60的行输入脚5，在那里负脉冲与行正弦信号C以及行锯齿波信号M在求和结点45相加以产生复合波形L。
来自晶体管Q30的脉冲的作用是使行复合波形L的右边峰值稍微附带变平。当这个作用乘以场锯齿波信号F并且紧接着送到红和兰放大器74和75的时候，如图9所示，放大器把它反相放大，右边不同的扭曲被校正。
参阅图9，电阻R73和R74是分别为梯形控制电阻R75和R76的确定中心阻值。它们的数值如此选择，当它调在中心的时候梯形得到大致校正。电阻R71和R74调节控制灵敏度和控制范围。
图4和图12的波形I和II说明行频和场频两个梯形校正波形。在各种情况下，其峰-峰电压为2.4V和DC电压为8.37V。波形I解决不同的正弦失真和左边扭曲提出的问题而波形II解决不同的正弦失真和右边扭曲所提出的问题。首先是，不同的正弦失真和两边扭曲得到校正，其次是不同的正弦失真和两边扭曲不影响其它的会聚校正。此外，通过修改现有的梯形失真会聚校正波形可以非常有效地校正不同的正弦和两边扭曲失真。
权利要求
1.用于显示遭受失真的图象的阴极射线管的校正电路，所述电路包括装置(45)，用以组合三个行频波形(C、M、K)以确定行频复合波形(L)；装置(71、72、73)，用以放大输出信号(II)；和，校正线圈(88)，用于所耦合的所述阴极射线管，以接受所述的经放大的输出信号(II)并响应于所述的经放大的输出信号(II)产生动态磁场；其特征在于装置(60)，用于产生所述的输出信号(II)，一个所述行频复合波形(L)与场频波形(F)的乘积，所述的经过放大的输出信号(II)具有用来校正梯形失真的第一分量(M)，用来校正红/兰正弦失真的第二分量(C)和用来校正红/兰右边缘扭曲失真的第三分量(K)。
2.依照权利要求1的电路，其特征在于所述的梯形失真是归因于所述的阴极射线管的离轴定位，所述的红/兰正弦失真是归因于所述的阴极射线管面板的几何形状而所述的红/兰右边缘扭曲失真归因于所述行频波形之一(M)的复位脉冲相对于行频回扫脉冲时间前移，以对准场交叉(skew)的中心点，以及要害的调整。
3.依照权利要求1的电路，其特征在于所述的行频复合波形(L)是DC耦合到所述的乘积产生装置(60)。
4.依照权利要求1的电路，其特征还在于装置(120)，用以产生耦合到所述的求和装置(45)的行频锯齿波形(M)；装置(10)，用以产生耦合到所述的求和装置(45)的行频，一般为正弦的波形(C)；以及，装置(R102、R103、R104、CR100、Q100)，用于产生耦合到所述的求和装置(45)的行频脉冲波形(K)。
5.依照权利要求4的电路，其特征在于所述的场频波形(F)是锯齿波。
6.依照权利要求1的电路其特征在于所述的三个行频波形一般是正弦波形(C)，锯齿波形(M)，和脉冲波形(K)；以及，所述的场频波形(F)是锯齿波形。
7.依照权利要求1的电路，其特征在于所述的场频波形(F)是锯齿波形。
8.依照权利要求7的电路，其特征在于一般是正弦的场频波形(G)被加到所述的场频锯齿波(F)上。
9.依照权利要求6的电路，其特征在于所述的一般是正弦的波形(C)校正由于所述的阴极射线管的面板几何形状造成的失真。
10.依照权利要求6的电路，其特征在于所述的行频脉冲波形(K)校正由于所述行频波形之一(M)的复位脉冲相对于行频回扫脉冲的时间前移所造成的失真，以对准场交差(skew)的中心点与要害的调整。
11.依照权利要求1的电路，其特征在于所述的组合装置(45)是求和装置。
12.依照权利要求11的电路，其特征在于所述的求和装置是电阻求和结点(R40、R41、R106)。
13.依照权利要求11的电路，其特征在于用于产生所述的输出波形(II)的所述的装置(60)是波形乘法器，所述的输出信号(II)是所述的行频复合波形(L)与所述的场频波形(F)的乘积。
14.依照权利要求1的电路，其特征于用于产生所述的输出波形(II)的所述的装置(60)是波形乘法器，所述的输出信号(II)是所述的行频复合波形(L)与所述的场频波形(F)的乘积。
全文摘要
用于具有梯形失真、不同的正弦失真和不同的右边缘扭曲失真的投影图象的阴极射线管(80，81，82)的会聚校正电路包括用于产生行频一般来说是正弦、行频锯齿和行频脉冲波形(C、M、K)的发生器(10、120、R102、R103、R104、CR100、Q100)。求和电路(45)把几个行频波形组合成行频复合波形(L)。乘法器(60)和放大器(71)产生行频复合波形(L)与场频锯齿波形(F)的乘积作为输出信号(II)。所耦合的会聚校正线圈(88)用以接受输出信号(II)并产生校正梯形、不同的正弦和不同的右边缘扭曲失真的动态磁场。
文档编号H04N9/31GK1155209SQ96108998
公开日1997年7月23日 申请日期1996年5月18日 优先权日1995年5月19日
发明者J·B·乔治 申请人:汤姆森消费电子有限公司