专利名称：高效并行级功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及信号放大器。具体来说，本发明涉及采用多路并行放大器件，较宽动态范围内提供高效、线性信号放大的方法和电路配置。
相关技术说明采用码分多址(CDMA)调制技术是有利于大量系统用户通信的几项技术之一。尽管知道还有其他技术，例如，时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、以及诸如幅值压扩单边带(ACSSB)这种调幅(AM)调制方案，但CDMA与这些技术相比具有明显的优点。转让给本发明受让人，题为“用卫星或地面转发器的扩频多路接入通信系统”的美国专利(U.S.Pat.No.4,901,307)中揭示了在多路接入通信系统中采用CDMA技术。现通过引用，将其揭示内容合并于此。
上面提及的专利所揭示的多路接人技术中，拥有收发器的大量移动电话系统用户经由采用码分多址(CDMA)扩频通信信号的卫星转发器或地面基站(也称为蜂窝区基站或短距离蜂窝区基站)进行通信。CDMA通信当中，可以多次重复占用频谱，从而允许系统用户容量的提高。应用CDMA带来的频谱效率比应用其他多路接入技术所能实现的高出许多。CDMA系统中，系统容量的提高可以通过控制各个用户相关的便携单元的发射功率以减小对其他系统用户的干扰来实现。
地面CDMA蜂窝区通信系统中，极其希望按照给定的系统带宽所能支持的同时通信链路数目来说，使容量最大。若各个便携单元发射功率控制使得所发射的信号按可接受的数据还原所允许的最低信噪比到达蜂窝区基站接收器，便可以使系统容量最大。若便携单元所发射的信号以太低的功率到达蜂窝区基站接收器，比特差错翠就会太高，而无法满足高质量通信。但将移动单元所发射的信号设定为蜂窝区基站接收器接收时太高的功率电平来建立可接受的通信，就会对共用相同信道即带宽的其他移动单元所发射的信号产生干扰。这种干扰会对与其他便携单元的通信起反作用，除非通信中的便携单元总量减少。
蜂窝区基站测定所接收的来自各个便携单元的信号，将该测定结果与理想的功率电平比较。蜂窝区基站根据该比较确定所接收功率电平与维持理想通信所需的功率电平的偏差。最好该理想功率电平是维持高质量通信所需的最低功率电平，以减小系统干扰。
蜂窝区基站于是向各个系统用户发送功率控制命令信号，调整或“微调”便携单元发射功率。该便携单元利用该命令信号，使发射功率电平改变为更加接近于维持便携单元和蜂窝区基站之间反向链路上通信所需的电平。随着信道状况的改变，典型的是因为便携单元的移动，便携单元接收器功率的测定结果和蜂窝区基站的功率控制反馈都继续对发射功率电平进行重新调整，使之维持于合适的功率电平。
采用这些类型的功率控制技术，需要便携单元发射器在相对宽的动态范围内能线性地工作。因为现行的便携单元是靠电池电力工作的，所以还需要发射器的功率放大器在CDMA通信系统典型的动态范围内能高效、线性地工作。已经知道，常规的功率放大器设计不论是可变增益还是固定增益，都缺乏在较宽动态范围内所必需的效率和线性度，所以，对于能够提供这种工作特性的功率放大器，存在需求。
发明概述总体来说，本发明采取放大器电路形式，按照保持线性度的同时改善效率这一方式，提供响应输入信号的放大信号。放大器电路包括一输入开关，将输入信号加到第一和第二并联放大级中选定的某一个上，其中对第一放大级加偏置在第一输入信号动态范围内提供常数增益，对第二放大级加偏置在第二输人信号动态范围内提供常数增益。设有一输出网络，用于耦合选定的放大级放大的信号。
在较佳实施例中，输出网络包括一与选定的放大级的输出节点连接的输出开关，还包括一测定经放大信号功率的功率测定电路。可以设有一开关控制电路，用于当经放大输出信号其测定功率超出规定输出范围时，控制输入开关和输出开关与其他某个放大级的连接。在数字发射器内本发明的特定实施方案中，开关控制电路仅仅在输入信号中各个数字字或码元之间的过渡期间，允许输入开关阵列和输出网络选择不同的某个放大级。
在一实施例中，输入信号直接提供给多个不同的末级晶体管器件。各个器件相应的控制极由隔直电容器将直流隔断，但在输入信号的射频RF处是连在一起的。开关逻辑电路仅向需要放大输入信号的器件，有选择地提供直流偏置电流。这样，通过仅仅对需要当前放大输入信号的那些器件加偏置，直流效益得到明显改进。
附图简要说明本发明的特征和优点将会由以下结合附图给出的详细说明当中变得更为清楚，图中相同标号通篇对应，其中
图1是包含至少一个蜂窝区基站和多个便携单元在内的典型蜂窝电话系统的总体示意图。
图2是表示本发明并行级放大器的简化框图。
图3说明性表示对图2并行级放大器内的放大级A1-A4加偏置的典型方案。
图4是本发明并行级放大器替代实施例的框图。
图5A示出本发明一替代实施例，其中输入和输出切换功能是放大级本身所固有的。
图5B示出本发明另一替代实施例，其中输入和输出切换功能是放大级本身所固有的。
图6给出其中可结合本发明高效并行级放大器的便携单元扩频发射器的示意框图。
图7表示图6扩频发射器中包含的RF发射器的典型实施例。
图8是本发明专门用于低噪声信号放大器的并行级放大器实施例的框图。
图9表示适合用作本发明并行级放大器单个放大级的双晶体管放大器。
图10说明性表示本发明所组成放大级增益偏移的并行级放大器其传递特性。
图11示出本发明又一实施例，其中输入和输出切换功能是放大级本身所固有的。
较佳实施例的详细说明1.CDMA蜂窝通信的介绍图1示出一典型地面蜂窝电话通信系统。图1所示系统在系统移动用户与蜂窝区基站之间的通信采用CDMA调制技术。每一移动用户通过一移动收发器(例如移动电话)与一个或一个以上的蜂窝区基站通信，其中每一个都包含一发射器，其中结合有本发明的高效并行级放大器。说明当中所用的术语“便携单元”通常是指本发明说明用的移动用户台。但注意便携单元的位置可以是固定的。该便携单元可以是多用户集中用户系统的部分。该便携单元可以用来传送声音、数据或各信号种类的组合。术语“便携单元”是技术术语，并不意味着对该单元范围或功能的限定。
图1中，系统控制器和开关10典型地包括向蜂窝区基站提供信息的相应界面和处理硬件。控制器10对公用交换电话网(PSTN)至相应蜂窝区基站的电话呼叫路由进行控制，以传送至相应的便携单元。控制器1O还对便携单元经至少一个蜂窝区基站至PSTN的呼叫路由进行控制。控制器10可经相应的蜂窝区基站直接在移动用户之间传达呼叫，因为通常便携单元不直接互相通信。
控制器10可借助于例如专用电话线、光纤链路或射频通信等种种手段与各蜂窝区基站相连。图1中，与两个典型的便携单元16和18一同示出的有两个典型的蜂窝区基站12和14。箭头20a-20b和22a-22b分别定义蜂窝区基站12与便携单元16和18之间可能的通信链路。同样，箭头24a-24b和箭头26a-26b分别定义蜂窝区基站14与便携单元18和16之间可能的通信链路。蜂窝区基站12和14通常用相等的功率发射。
便携单元16在路径20a和26a上测定从蜂窝区基站12和14接收到的总功率。同样，便携单元18在路径22a和24a上测定从蜂窝区基站12和14接收到的功率。各个便携单元16和18中，在接收器中测定信号功率，这里信号是宽带信号。因而，在所接收信号与伪噪声(PN)扩频信号相关之前进行功率测定。
便携单元16相对靠近蜂窝区基站12时，所接收信号功率典型地会由信号传播路径20a支配。便携单元16相对靠近蜂窝区基站14时，所接收信号功率典型地会由信号传播路径26a支配。同样，便携单元18相对靠近蜂窝区基站14时，所接收信号功率典型地会由信号传播路径24a支配。便携单元18相对靠近蜂窝区基站12时，所接收信号功率典型地会由信号传播路径22a支配。
各个便携单元16和18用所获得的测定结果评估至最近的蜂窝区基站的路径损耗。在知道移动天线增益和蜂窝区基站G/T的情况下，该评估的路径损耗用于确定该蜂窝区基站得到所需载波噪声比所需要的名义发射器功率。便携单元对蜂窝区基站参数的了解可以是在存储器中固定，或是在蜂窝区基站信息广播信号、已建立的信道中传送，显示除了特定蜂窝区基站名义状况以外的信息。
随着便携单元16和18在整个蜂窝区内移动，于是需要在宽动态范围内调整各自发射功率。尽管现行的功率放大器能够在宽动态范围上进行信号放大，但相关的增益变化使得便携单元发射器其余部分的设计趋向复杂。除了表现不变的增益以外，还需要便携单元发射放大器在相关的整个动态范围内高效工作来保存电池电力。按照本发明提供的高效线性功率放大器满足所有这些目的。
2.高效并行功率放大器的概述参见图2，示出的是本发明并行级放大器40的简化框图。输入网络44接收的来自RF·发射调制器(未图示)的输入信号通常是经数字调制的RF通信信号。输入网络44将输入信号中继至典型的一组四个并行放大级A1-A4当中的至少一个放大级。在最为简化的实施例中，输入网络44是有选择地将输入信号提供给某个并行放大级A1-A4的开关阵列。不过，其他输入网络44(参见图4)的实施方案可以按失真和信号损失最小的方式进行输入切换。在较佳实施方案中，放大级A1-A4各自包括高频场效应晶体管(FET)或双极型结晶体管(BJT)功率放大器。
放大级A1-44的输出送至输出网络48，它将经选定的放大级A1-A4放大输出的RF输出信号耦合至放大器输出节点52。可以采用开关阵列等来实现输出网络48，但下面(参见图4)说明的输出网络48的其他实施方案是按失真和信号损失最小的方式进行输出切换的。该经放大的RF信号送至发射天线(未图示)以及开关逻辑56。开关逻辑56监测输出节点52的经放大的RF信号电平，并指令输入网络44和输出网络48选定那些设计为在包含所监测输出信号电平在内的范围内提供输出功率的放大级A1-A4。在替代实施例中，开关逻辑56可以监测相关基站的接收功率电平或功率控制命令。
在图3所示的较佳实施例中，放大级A1-A4分别加偏置，以便在不同的输出信号范围提供同一增益。在典型的实施例中，放大级A1偏置为响应高达-23dBm的输入信号而有高达5dBm的输出功率，提供近28dBm的线性增益。同样，放大级A2、A3和A4分别偏置为在不同输出信号范围提供与放大级A1相同的线性增益。具体来说，在图3典型实施例中，放大级A2响应-23至-13dBm的输入信号产生5至15dBm范围的输出信号能量，而放大级A3和A4分别对-13至-4dBm和-4至+1dBm的输入信号产生15至24dBm和24至28dBm的输出信号能量。放大级作为FET或BJT器件实施时，可以采用偏置网络(未图示)将偏置电流电平提供给在规定输出范围工作时所需的各个放大级。应注意，图3中的增益值和范围均是作为特定例子给出的，可以与替代实施方案相关，得到有所不同的输人和输出功率范围。
再次考虑图3特定场合，假定输入信号电平提高并达到-23dBm。在此例子中，输入信号将继续加到放大级A1上，直到开关逻辑56检出RF输出信号其电平已升高至近5dBm为止。这时开关逻辑56命令输入网络44将输入信号加到放大级A2上，并指令输出网络48开始将所得到的经放大的RF输出信号从A2耦合至输出节点52。RF输出信号电平达到15和24dBm时由开关逻辑56分别对放大级A2与A3和放大级A3与A4之间的相同过渡进行控制。附带说一下，开关逻辑56可以提供迟滞效应，以避免输入信号电平在过渡边界附近变化时相邻放大级A1-A4之间过于频繁的切换。因为所实现的各个放大级对于规定RF输出信号范围具有同一增益，所以并行放大器40相对于外围电路元件就象增益在整个输出范围不变的单个放大器。本发明这种特征，其优点在于有关RF发射电路的设计得以简化，因为它避免在整个输出信号范围调节增益变动的需要。应该注意，尽管某个时刻仅仅可以启动图3单个放大级A1-A4中某一个为好，但下面说明的其他实施例，也可以在某个时刻对各放大级进行种种启动/关闭组合，以获得所需的RF输出。
如图2所示，由本机控制处理器将经数字调制的输入信号内所固有的各数字字或码元之间的边界相关的定时信息提供给开关逻辑56。按照本发明另一方面，开关逻辑56仅仅在输入信号各数字字或码元之间的过渡期间指令输入网络44和输出网络48选定放大级A1-A4中不同的一个放大级。这样以确保经过放大级A1-A4的各信号路径之间的任何相位差不至于破坏经放大RF输出信号所载送的数字信号的完整性。例如，在下面说明的典型CDMA调制格式中，采用一正交Walsh码集或“码元”集对数字输入数据流编码。该实施例中，开关逻辑56被激活以指令输入网络44和输出网络48仅仅在各Walsh码元之间的过渡期间在放大级A1-A4当中进行切换。在一典型的实施例中，各个Walsh码元的周期相对于RF输出功率的变动速率非常短(例如3.25ms)，所以RF输出信号电平将要进入不同输出范围时通常会有多次机会对各放大级进行切换。
现参见图4，给出的是本发明并行级放大器90替代实施例的框图。第一正交相位分相器94接收一输入信号，通常又是经数字调制的RF通信信号。第一正交相位分相器94将输入信号分成一对幅值相等且正交相位的输入信号分量。第一分相器输出的正交相位信号分量分别提供给第二和第三正交相位分相器98和102。第二分相器98将正交相位输出分别提供给增益调节元件G1和G2，第三分相器102将正交相位输出分别提供给增益调节元件G3和G4。增益调节元件G1-G4分别与固定增益放大器F1-F4中对应的一个放大器串联连接，增益调节单元和固定增益放大器的每一串联连接均形成一增益可调放大级。
增益可调放大级的输出采用第一、第二和第三正交相位合成器106、110和114的配置进行合成。所得到的经放大输出信号送至发射天线(未图示)以及增益控制逻辑118。增益控制逻辑118动作以便通过选定增益可调放大级的种种组合和设定各个放大级的增益来设定总体放大器增益。在图4典型实施例中，对各个固定增益放大器F1-F4加偏置以便提供NdB相同的名义增益，各个增益调节元件G1-G4可以设定为-3dB或0dB增益/衰减。这允许如下面表1所示，通过设定增益可调放大级当中选定的放大级的增益来产生所需的RF输出功率电平。
表1
(续表1)
参见表1中第一行条目，当各个放大器F1-F4均启动，并且各个增益调节元件G1-G4设定为-3dB时，便产生NdB的RF输出功率。若输入信号电平下降使得RF输出功率接近(N-3)dB，便关闭固定增益放大器F3和F4，将增益调节元件G1和G2设定为0dB。如表1所示，固定增益放大器F3和F4关闭时对增益调节元件G3和G4的设定变得无关紧要。若接下来需要将RF输出功率电平减小为(N-6)dB，则关闭固定增益放大器F2，并将增益调节元件G1回到0dB的设定。还有，控制处理器的定时信息仅仅在输入信号内固有的各数字字或码元之间的过渡期间，允许增益控制逻辑118对固定增益放大器F1-F4的启动/关闭进行切换。增益控制逻辑118可以提供迟滞效应，以避免输出功率在切换边界附近变化时增益调节元件G1-G4和固定增益放大器F1-F4过于频繁的切换。
由于第一、第二和第三正交相位合成器106、110和114，放大级关闭时它们的输出阻抗无关紧要。但通过仅仅使那些用来产生所需RF输出功率的放大级启动来维持直流效益。
应理解，图4表示一较佳实施例，但采用相移和合成的其他实施例也是可以的。例如，增益调节元件G1-G4可以由两个增益调节元件来替代，每一个分别位于正交相位分相器98和102之前紧邻位置。作为替代，可以将单个增益调节元件置于正交相位分相器94之前紧邻位置。极端情形下，增益调节元件G1-G4可以一起除去，用利用本发明的系统中其他电路对放大器90总体增益的变动结果进行补偿。而且，可以由任何种类的相移器来替代正交相位分相器94、98和102以及正交相位合成器106、110和114。还应注意，正交相位分相器和合成器的数目仅仅是按并行放大级数目确定的。
现参见图5A，示出的是本发明另一实施例，其中是通过启动/关闭组成各个放大级的晶体管放大器，来实现放大级之间选定的。图5实施例中，假定各个放大级A1-A4包含一个或多个场效应晶体管(FET)器件。但要理解，这些放大级中每一个都可以是BJT或其他有源器件。通过激活组成给定放大级的FET器件来选定该放大级，通过断开该给定FET器件，对该放大级不予选定，并确保掉电的各个FET其输出阻抗很高以减小掉电的各个FET的反向负载。在此方法中，所需数目的放大级其附加的组合是通过有选择地激活/断开各个放大级A1-A4的FET器件实现的。与图2实施例不同之处在于，输入切换功能和输出切换功能均为FET器件本身固有的。这样，开关逻辑56便直接控制放大级A1-A4。
输出网络48包括分别连接在放大级A1-A4和输出节点52之间的匹配元件66-69。匹配元件66-69起到在放大级A1-A4输出端与同输出节点52耦合的天线(未图示)之间提供最佳功率匹配的作用。一放大级A1-A4与一相联的匹配元件66-69的每一组合提供几乎相等的信号增益，每一个这种组合均由开关逻辑56根据达到所需输出功率电平的需要进行启动/关闭。因而，仅仅是用来产生所需输出功率电平的一定数目的放大级A1-A4在任何时刻总是启动的，由此保存直流电力，维持几乎不变的效益。而且，通过采用单个放大级A1-A4来完成输出切换功能和包括匹配元件66-69的输出网络48，可以避免经过开关的功率损耗和信号失真。
图5B示出本发明另一实施例，其中在各个放大级A1-A4中间节点72的输出端之间，设置一个或多个放大器增益单元或晶体管。图5B与图5A类似。但与单个匹配网络86耦合的不是各个放大器件的单个匹配网络66-69，而是一末级放大器件85，该末级放大器件85中包括多个增益单元74-84。在图5B典型实施例中，放大级A1和中间节点72之间连接有单个增益单元晶体管74。同样，放大级A2和中间节点72之间连接有单个增益单元晶体管76。放大级A3和中间节点72之间连接有一对增益单元晶体管78、80，放大级A4和中间节点72之间连接有另一对增益单元晶体管82、84。与图5A所示的输出网络不同之处在于，图5B实施方案采用的是单个末级放大器件85，该末级放大器件85中每一单个增益单元74-84都可以有独立的输入端。这允许减小外形尺寸和成本，并且允许在单个芯片上制作末级放大器件85。与图5A实施例中的情况相同，不需要输出开关，这是因为，若增益单元74-84为BJT或FET的话，对它们加偏置使之截止，便使得它们各自的输出端处于高阻抗状态，所具有的实际负载最小。
各个增益单元74-84由其前级放大级A1-A4所提供的偏置电流启动/关闭。通过启动/关闭一特定组的增益单元晶体管，来调节所需输出功率电平。注意在本典型实施例中，放大级A3或A4激活时，便产生足够的偏置电流分别使增益单元晶体管(78、80)或(82、84)两者启动。应注意，尽管每一放大级A3和A4分别驱动两个独立的单元晶体管(78、80)和(82、84)，但替代实施例中每一放大级也可以采用更加多些或少些的增益单元晶体管。
现考虑图5B放大器的典型实施方案，其中各个增益单元晶体管74-84专门用于当由其前级放大级A1-A4加偏置导通时提供近1watt功率。表2列出当增益单元晶体管种种组合由其各自的放大级A1-A4加偏置而导通时本典型实施方案所产生的各种输出功率电平。参见表2，可以发现通过启动放大级A1或A2，总体RF输出功率可以升高1watt，而启动放大级A3或A4时，总体RF输出功率可以升高2watt。这样，根据表2这一方法，采用四个放大级A1-A4，并通过仅仅对那些用来产生所需输出功率的放大级加偏置使之启动来保持直流效益，图5B特定实施例可用于产生1至6watt变化的RF输出功率电平。注意，表2仅仅表示一典型实施方案，每一增益单元晶体管74-84可设计为提供1watt上下。但选定各个增益单元74-84为相同大小，末级放大器件85的制造便得到简化。
在表2第一行示出的图5B特定实施方案中，若仅仅对一个放大级及其相联的增益单元晶体管，例如A1和晶体管74，加偏置使之导通，同时对其他A2-A4加偏置使之截止，采用的仅仅是单个输出匹配电路86时，截止状态的晶体管(76、78、80、82、84)其无功负载就不会提供最佳增益匹配。但可以在低输出电平例如表2所示的1watt情况下使直流效益获得改善。而且，可以在选定的单个放大级例如本例的A1中或在采用本发明的相关系统中对任何增益失配进行调节。
表2
图11示出的是与图5B相似的又一实施例。图11实施例与图5B的不同之处在于，输入信号不是通过四个独立切换的驱动器放大器，而是直接提供给四个不同的末级晶体管器件1102、1104、1106和1108。应注意，某个或全部器件1102-1108可以是单控制极或多控制极器件，所示配置仅仅是示意性的。另外，图11中器件1102-1108是作为共用相同栅极和相同漏极的FET器件示出的，但如同前文就前面附图所提及的那样，它们也可以是共用相同发射极和相同基极的BJT器件，或允许在单个芯片上制造的各类器件的组合。另外，各个器件1102-1108可以具有不同的增益值。
器件1102-1108各自的控制极由隔直电容器1112、1114、1116和1118对直流进行隔断，但对于输入信号的RF射频是连在一起的。开关逻辑1120有选择地将直流偏置电流仅仅提供给用于输入信号放大的那些器件1102-1108。这样，通过仅仅对用于当前输入信号放大的器件加偏置使之导通，使得直流效益明显得到改善。结果，可以实施与上述表2相似的末级放大方案。还可以包括一输入匹配网络(未图示)，最好是在全部器件1102-1108都工作的情况下经过对最佳工作特性进行的优化。
3.双晶体管放大级图9是本发明并行级放大器中适合作为单个放大级(例如放大级A1-A4中的一个)的双晶体管放大器400的示意图。该放大级400包括一输入驱动FET(Q1)和一输出FET(Q2)。图9中，尽管是一对双控制极场效应晶体管(Q1，Q2)组成该放大级400，但应理解，在替代实施例中可以采用单控制极场效应晶体管(FET)，或双极型晶体管(BJT)或其他器件技术实现的晶体管。
输入至放大器400的小信号经输入匹配网络404加到FET Q1控制极上，该输入匹配网络404设计为对传递至FET Q1的功率进行优化。同样，器件间匹配网络408起到使得FET Q1输出端传递至FET Q2输入端的功率最大的作用。同样，输出匹配网络412也在FET Q2输出阻抗与放大器400驱动的负载(未图示)之间提供最佳的功率匹配。
通过对直流控制极电位Vg1和Vg2的调整来分别控制FET Q1和Q2的静态偏置电流。典型地，设定直流控制极电位Vg1和Vg2使得放大器400在低输出功率和高输出功率电平上具有不变的增益。在图9实施例中，输入FET Q1的大小选取为比输出FET Q2相应的大小小，典型的比例约为1∶8，应理解，对于替代实施例其他比例或许更合适。这种设计是当放大器400仅仅需要低输出功率电平时，使得提供给输出FET Q2的偏置电流能够实际减少，来获得增强效益的。仅仅需要低输出功率电平时，经过FET Q2的偏置电流相对于适中的输出功率电平所需的偏置电流有所减小，经过FET Q1的偏置电流则有某种程度的增加。由于小输人FET Q1对于低输出功率电平比起大输出FET Q2能够更为有效地工作，所以在低功率工作期间，通过实际减小经过FET Q2的偏置电流，来提高放大器400的效益。可以通过按模拟方式或是分立的步骤进行调整，对直流控制极电位Vg1和Vg2加以控制，来实现偏置电流的变动。
4.CDMA便携单元内的高效功率放大器参见图6，示出的是其中可结合本发明高效并行级放大器的便携单元扩频发射器的框图。典型的CDMA系统中，采用正交信令在便携单元至基站链路即“反向”链路上提供合适的信号噪声比。
图6发射器中，包含例如声码器变换为数据的声音在内的数据位200送至编码器202，对这些数据位进行卷积编码。当数据位速率小于编码器202位处理速率，可以采用码元重复，这样编码器202重复输入数据位200，以便按与编码器202工作速率对应的位速率建立重复的数据流。在典型实施例中，编码器按11.6kbits/second(千位/秒)的名义位速率(Rb)接收数据位200，并产生Rb/r＝34.8symbols/second(码元/秒)，其中“r”表示编码器202的码率(例如1/3)。经编码数据接着送至块交织器204，对此数据进行块交织。
64元正交调制器206内，码元以(1/r)(Rb/10g264)＝5,800characters/second(字符/秒)速率分组为包含log264＝6个码元的字符，于是有64种可能的字符。在较佳实施例中，各个字符编码为长度64的Walsh序列。也就是说，每一Walsh序列包括64个二进制位或“码片”，于是有一组64个长度为64的Walsh码。64个正交码与64×64 Hadamard阵列当中的64个Walsh码对应，其中每一Walsh码就是该阵列中单独一行或一列。
可以看出，调制器206产生的Walsh序列送至“异或”合成器208，接着由合成器用特定便携单元专用的PN码将该Walsh序列覆盖或与之相乘。PN长码发生器按照用户的PN长掩码以速率Rc生成这样一种“长”PN码。在典型实施例中，长码发生器210按典型的1.2288Mhz码片速率Rc工作，以便每一Walsh码片生成四个PN码片。按照本发明，便携单元发射器内的高效并行级放大器仅仅允许在各个Walsh码元边界上的那些PN码片(即连续码元当中最末一个之后、第一个以前这种PN码片)之间改变状态。参见图7，示出一RF发射器250典型实施方案。在码分多址(CDMA)扩频设备中，由PNI发生器252和PNQ发生器254分别向“异或”合成器256和258提供一对短PN序列PNI和PNQ。该PNI和PNQ序列分别与同相相位(I)和正交相位(Q)通信信道有关，通常具有远比各个用户长PN码长度短的长度(32,768个码片)。所得到的I信道码扩展序列260和Q信道码扩展序列262接着分别通过基带滤波器264和266。
所具有的数字模拟(D/A)变换器270和272分别将数字I信道和Q信道信息变换为模拟形式。D/A变换器270和272所产生的模拟波形与本机振荡器(LO)载波频率信号Cos(2πft)和Sin(2πft)一起分别提供给混频器288和290，由混频器将它们混频并送至累加器292。由适当的频率源(未图示)提供该正交相位载波信号Sin(2πft)和Cos(2πft)。这些经混频的IF信号在累加器292中累加，接着送至混频器294。
混频器294将经累加的信号与频率合成器296输出的RF射频信号混频，以便上变频至RF频带。该射频接下来可以经过带通滤波器298，送至本发明高效并行级RF放大器299。再次强调，便携单元控制器通过仅仅允许在定义各个Walsh码元间过渡的各PN码片之间，改变放大器299内各个放大级的选定组合，来确保保持适当的相位。
5.CDMA便携单元内的双级并行放大器图8是专用于诸如前文所述以及图6和图7所示那种CDMA便携单元在宽动态范围内进行信号放大的并行级放大器310的框图。放大器310包括由低功率放大器(LPA)313和高功率放大器(HPA)316表示的并行放大级，由第一和第二开关(318，322)表示的输出开关阵列，第一和第二虚设负载(320，324)，和开关逻辑334。简言之，放大器310当仅仅需要低输出功率电平时，专门采用LPA313，输出低电平直流，并且当需要高输出功率电平时，专门采用HPA316，来获得改善的直流效益。通过对开关逻辑334的操作，在第一及第二虚设负载(320，324)和天线(未图示)之间交替导出LPA313和HPA316各自的输出，·实现这种效益。低功率操作期间，开关逻辑334将第一开关318导向向第一虚设负载320提供HPA316的输出，将第二开关322导向向天线(未图示)提供LPA313的输出。当需要更大发射功率时，HPA316便开始产生与LPA313所发射功率相同的功率，HPA316的输出在第一虚设负载318上得到缓冲。在真正的切换边界时，开关逻辑334将将第一开关318导向向天线(未图示)提供HPA316的输出，将第二开关322导向向第二虚设负载324提供LPA313的输出。
在较佳实施例中，LPA313在低功率方式操作期间起到A类放大器的作用。也就是说，LPA313未复用时，LPA313所提供的功率增益是独立于向其提供的RF输入信号电平的。而且，作为A类放大器，同样是只要LPA313没有复用，LPA313不论其RF输出功率电平如何，总是消耗几乎不变的直流功率。低功率方式操作期间，必需通过调节提供给LPA313的RF输入功率电平来控制提供给天线的输出功率电平。因为LPA313在低功率方式操作期间所提供的增益均匀，以极小的失真线性跟随输入功率，所以LPA313所产生的RF输出功率电平通过LNA312的前级AGC放大器(未图示)有效地加以控制。
按照本发明，任何低功率和高功率工作方式切换之前紧邻的过渡期间，均使HPA316输出端出现的输出功率与LNA312所产生的输出功率相匹配。具体来说，过渡期间由增益控制回路326监测HPA316产生的功率。增益控制回路326将过渡期间HPA316的增益设定为等于放大器313的增益，由此使得LNA313和HPA316输出端的功率电平相等。该方法实现了低功率至高功率方式的过渡，反之亦然。典型的CDMA实施方案中，开关逻辑334仅允许开关318和322在Walsh码元边界切换。
高功率方式期间HPA316必需作为AB类或B类放大器工作。也就是说，放大器316的功率增益和直流功率消耗是RF输入功率电平的函数。较佳实施例中，HPA316至少包括一个FET。由于FET放大器的控制极电压对FET得到的电流量和FET增益有影响，所以可通过使某个工作电平所需的最小FET电流与所需的RF输出功率电平匹配，获得更高的直流效益。由于HPA316的增益在所需工作范围非线性，因而通过调节提供给HPA316的信号电平不可以独立控制放大器310所产生的RF信号电平。而增益控制回路326起到设定HPA316增益的作用，以便向天线提供所需的RE功率电平。
如图8所示，增益控制回路326包括一与HPA316输出端连接的检测器/缓冲器340。该检测器/缓冲器340驱动由运算放大器344和电容器346组成的回路积分器。HPA316典型地包括一个或多个FET放大器，所以控制回路326可以包括一电流放大器348，用于提供必要的FET放大器偏置电流。功率控制回路326通过控制HPA316的控制极和漏极电压，按检测器/缓冲器340所测定的值设定HPA316的RF输出功率。按照此方式，由于按AGC放大器(未图示)所设定的至HPA316的输入功率会随输出需求的提高而继续提高，故而可以克服HPA316的非线性，但HPA316的输出功率却要继续由增益控制回路326设定。
适合用在CDMA发射器内的放大器310的典型实施方案中，增益控制回路326还可以包括一开关352，在放大器310不向天线提供信号功率的“空白”帧期间打开。这种空白帧当总体数据传输速率低于全速时设置在实际数据各有效帧之间。开关352赶在各个空白帧刚要开始之前打开积分回路，而在后一有效帧开始之后紧接着使积分回路闭合。
6.增益偏移并行放大级图10说明性示出本发明并行级放木器其组成部分放大级增益偏移时的传递特性。为方便起见，将参考图2所示的并行级放大器说明图10的偏置技术。图10例举的偏置方法中，所实现的各个放大级A1-A4具有不同增益。以前面所述的方式在各放大级之间进行切换，但各个放大级之间的增益偏移造成经放大的RF输出信号不连续变动。如前文所述，开关逻辑56(图2)监测输出节点52处经放大RF信号的电平。开关逻辑52接着指令输入开关阵列和输出网络48，选定专门工作于所监测输出信号电平的相应放大级A1-A4。
参见图10，放大级A1-A4分别被加上偏置，以响应预定范围内的输入信号提供线性增益。具体来说，放大级A1经偏置，响应PIN，0和PIN，1间的输入信号，在输出信号范围POUT，0至POUT，1具有线性增益。同样，放大级A2，A3和A4经偏置，分别在输出信号范围POUT，1至POUT，2，POUT，2至POUT，3，和POUT，3至POUT，4具有线性增益。放大级作为FET或BJT器件实施时，可以用一偏置网络(未图示)，向需要在规定输出范围内工作的各个放大级提供偏置电流的电平。
例如需要减小结合并行级功率放大器应用的自动增益控制(AGC)电路所需的动态范围时，图10设想的各放大级间的增益偏移就可具有实用性。低功率电平表现出的增益减小使得低输入信号电平的噪声放大更小，这时信号噪声比通常最小，这也可以具有重要的意义。因而，图10的增益偏移技术可以有利于改善低输入信号电平的噪声性能，以及改善整个放大链路的总体噪声性能。
前文对较佳实施例的说明是提供给本领域任何技术人员制作和利用本发明的。这些实施例的种种修改对于本领域技术人员是显而易见的，无需发明才能就可以将在此说明的总体构思应用于其他实施例。因而，不是用于将本发明限定为此处所示的实施例，而是赋予本发明与这里所揭示的构思和新颖特征相一致的最宽保护范围。
权利要求
1.一种放大电路，响应一输入信号提供经放大的信号，其特征在于，所述放大电路包括多个放大所述输入信号的放大级，所述多个放大级每一个具有一与所述输入信号耦合的放大级输入端和一提供所述经放大信号的放大级输出端；以及一控制电路，与所述多个放大级耦合，用以响应所述经放大信号的功率电平，选定所述多个放大级中至少之一。
2.如权利要求1所述的放大电路，其特征在于还包括一输入网络，具有一与所述输入信号耦合的输入端、和多个输出端，每个输出端与所述放大级输入端中的一个耦合，所述输人网络将所述输入信号提供给所述多个放大级中选定的至少一个；以及一输出网络，与各个所述放大级输出端耦合，用以在输出网络输出节点由所述多个放大级中选定的至少一个提供所述经放大信号。
3.如权利要求2所述的放大电路，其特征在于，所述输入网络包括一输入开关，与所述控制电路耦合，并由所述控制电路控制，所述输出网络包括一输出开关，与所述控制电路耦合，并由所述控制电路控制。
4.如权利要求2所述的放大电路，其特征在于，所述控制电路响应所述经放大信号的所述功率电平产生一增益调节信号，所述输入网络包括将所述输入信号分解为多个规定相位的输入信号分量的输入分相电路；以及多个增益调节单元，所述多个增益调节单元每一个具有一与所述输入分相电路耦合以接收所述多个输入信号分量中相应一个的增益调节输入端，所述多个增益调节单元每一个具有一与所述放大级输入端中相应一个耦合的增益调节输出端，所述多个增益调节单元每一个响应所述增益调节信号对所述多个输入信号分量的所述相应一个其相应功率电平进行调节；以及所述输出网络包括一将所述多个规定相位的输入信号分量合成为一合成的放大信号的输出合成电路。
5.如权利要求1所述的放大电路，其特征在于，还包括多个功率匹配网络，所述多个功率匹配网络每一个具有与所述放大级输出端中相应一个耦合的功率匹配输入端、和与输出节点耦合的功率匹配输出端，所述多个功率匹配网络用以在所述输出节点提供所述经放大信号。
6.如权利要求1所述的放大电路，其特征在于还包括多个晶体管，所述多个晶体管每一个具有与所述放大级输出端中相应一个耦合的晶体管输入端、和晶体管输出端，所述多个晶体管每一个由所述放大级中相应一个有选择地激活；以及功率匹配网络具有一与各个所述晶体管输出端耦合的功率匹配输入端、和与输出节点耦合的功率匹配输出端，所述功率匹配网络用以在所述输出节点提供所述经放大信号。
7.如权利要求2所述的放大电路，其特征在于，所述多个放大级包括接收所述输入信号并产生低功率放大信号的低功率放大器；以及与所述低功率放大器耦合以接收并放大所述低功率放大信号的高功率放大器。
8.一种放大电路，为蜂窝区通信系统中的无线电话发送放大电路，在蜂窝区通信系统中，多个用户用无线电话，经采用码分多址(CDMA)扩频通信信号的至少一个蜂窝区基站，互相进行信息信号通信，无线电话发送放大电路设置于所述无线电话内，用以响应输入的CDMA信号，提供经放大的CDMA信号，其特征在于，所述发送放大电路包括对所述输入的CDMA信号进行放大的多个放大级，所述多个放大级每一个具有放大级输入端和放大级输出端。一输入网络，与所述多个放大级的各个所述放大级输入端耦合，用以向所述多个放大级中选定的至少一个提供所述输入CDMA信号；一输出网络，与所述多个放大级的各个所述放大级输出端耦合，用以在输出网络输出节点提供所述经放大CDMA信号；以及一控制电路，与所述输入网络和所述输出网络耦合，用以响应所述经放大cDMA信号的功率电平选定所述多个放大级中所述至少一个。
9.如权利要求8所述的放大电路，其特征在于，所述输入信号包括一码元序列，所述控制电路用以识别所述码元之间的过渡，并且仅仅在所述码元之间所述过渡时刻启动所述输入网络向所述多个放大级中不同的所选定的至少一个提供所述输入信号。
10.如权利要求8所述的放大电路，其特征在于，所述控制电路包括一用以控制所述高功率放大器增益设定的增益控制回路。
11.一种包括多个放大级的放大电路响应输入信号提供经放大信号的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤响应所述经放大信号的功率电平选定所述多个放大级中至少一个；将所述输入信号加到多个放大级中所述选定的至少一个；多个放大级中所述选定的一个放大所述输入信号以产生所述经放大信号；以及在输出节点提供所述经放大信号。
12.一种包括多个放大级的放大电路响应输入信号提供经放大信号的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤将所述输入信号分解为预定相位的多个输入信号分量；响应所述经放大信号功率值调节所述多个输入信号分量各自功率值；将所述多个输入信号分量加到所述多个放大级；所述多个放大级放大所述多个输入信号分量以产生多个经放大信号分量；合成所述多个经放大信号分量以产生所述经放大信号；以及在输出节点提供所述经放大信号。
13.一种放大电路，响应输入信号提供经放大信号，其特征在于，所述放大电路包括放大所述输入信号的多个放大级，所述多个放大级每一个具有与所述输入信号耦合的放大级输入端和提供经放大信号的放大级输出端；控制电路，与所述多个放大级耦合，用以有选择地向所述放大级中每一个提供直流偏置；以及与各个所述放大级输入端耦合的装置，用以隔断所述多个放大级中其他放大级的所述直流偏置。
14.如权利要求13所述的放大电路，其特征在于，还包括一输入网络，具有与所述输入信号耦合的输入端、和多个输出端，每一输出端与所述放大级输入端中的一个耦合，所述输入网络向所述多个放大级中每一个提供所述输入信号；一输出网络，与各个所述放大级输出端耦合，在输出网络输出节点提供所述多个放大级中选定的至少一个输出的所述经放大信号。
15.如权利要求14所述的放大电路，其特征在于，所述隔直装置包括多个电容器，每一电容器具有与所述输入信号耦合的输入端，和与所述放大级输入端相应一个耦合的输出端。
16.如权利要求15所述的放大电路，其特征在于，所述多个放大级中至少一个是场效应晶体管器件。
17.如权利要求15所述的放大电路，其特征在于，所述多个放大级中至少一个是双极型晶体管器件。
18.一种包括多个放大级的放大电路响应输入信号提供经放大信号的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤将所述输入信号加到所述多个放大级中每一个；向所述多个放大级中选定的一个加直流偏置信号；隔断所述多个放大级中除所述选定的一个以外的全部放大级的所述直流偏置信号；多个放大级中所述选定的一个放大所述输入信号以产生所述经放大信号；以及在输出节点提供所述经放大信号。
全文摘要
本发明提供一种响应输入信号提供经放大信号的放大电路(40)。放大电路(40)包括一将输入信号加到多个放大级中选定的至少一个的输入网络(44)。设有一输出网络(48)用以耦合选定的至少一个放大级输出的经放大信号。由控制电路(56)响应经放大信号所需功率值选定相应的放大级。通过有选择地激活仅仅是提供所需输出功率电平而需要的放大级,可以在那些需要宽动态范围内线性工作的放大器的设备中实现提高的直流效益。
文档编号H04B1/04GK1206515SQ96199340
公开日1999年1月27日 申请日期1996年12月26日 优先权日1995年12月27日
发明者理查德K·康纳费尔德, 查尔斯E·威特勒三世, 理查德J·卡马利罗, 凯撒琳W·怀特 申请人:夸尔柯姆股份有限公司