专利名称：用于产生码分多址通信系统的复四相序列的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及一种用于码分多址(CDMA)通信的改进型序列设计，具体地说其用途在于产生可以被直接映射为正交相移键控(QPSK)信号组(signal constellation)的复四相伪随机码序列。
码分多址(CDMA)是扩频通信系统的一种类型，其中每个用户单元通过各自拥有唯一的特征码来与其它用户单元进行区分。为了与某个特定用户单元进行通信，发送单元将该特征码“盖印”在所发送信息上，而接收单元则利用该代码来对传送来的信息进行解码。CDMA通信系统利用表现形式类似于噪声并且随机的信号来传送语音及数据信息。由于该随机序列是由标准的确定性逻辑元件产生的，所以该数位序列的发生是可预测的并且是可重复的。正是利用了这些可重复的二进制随机序列才使得能够很容易地调制用于数据通信的任何含有信息的数字信号。这些可预测的随机序列被称作伪随机序列。
CDMA通信系统中的每个用户单元从位于该用户单元通信范围内的基站接收多个伪随机序列。如上所述，接收单元利用一个特定伪随机码来尝试对所接收到的多个伪随机序列中的一个进行解码。这个特定码只能被用于对一个伪随机序列进行解码，而所接收到的其它伪随机序列则成为噪声。
当CDMA通信系统所用的多个伪随机序列之间的相关性下降时，由接收单元输出的噪声的大小也随之下降。下降的原因如下在包括所要传送给用户单元的数据的一个伪随机码序列与由接收机所产生的伪随机码序列之间有很高的相关性。当一个伪随机序列与其它的伪随机序列之间的相关性(即互相关)下降时，用户单元便可以很容易地识别出其专用的伪随机序列并滤除掉所有其它的伪随机序列。由此，噪声被减小了从而使信号的清晰度得到了提高。
目前很需要一种可以产生具有改进的互相关特性的伪随机序列的改进型伪随机序列发生器，以减小接收机所接收到的噪声。另外还需要有一种容易实现的伪随机码发生器。
本发明提供了一种用于产生能够被很容易地映射为QPSK信号组的并具有低互相关性及低异相自相关性的复四相伪随机码序列的改进方法及装置。
在其一个实施例中，伪随机码发生器利用累加器及多个触发器来产生复四相CDMA码。该累加器接收由参数M除以参数N所得的商数以及来自上述多个触发器的反馈。参数M和N均为整数，并且M与N互质。累加器将该商数与从触发器接收来的数据进行复合并将复合所得的数据传送给触发器。抽取出两个数位并用其来生成I代码和Q代码。
在其另一实施例中，伪随机码发生器通过提供用于输出一个等差数列以及该数列公差的电路来产生复四相CDMA码。该伪随机码发生器还包括用于接收该等差数列及公差的第一混频器。第二混频器接收该第一混频器的输出并对此输出与参数2M除以参数N所得的商数进行复合，其中M和N均为整数并且互质。从第二混频器抽取出两个数位并将其转换为I代码和Q代码。
在阅读了下文中对优选实施例所作的详细说明后，本领域的技术人员将会对本发明其它的优点有更清楚地理解。
图1所示为本发明的扩频发射机的方框图；图2所示为本发明的扩频接收机的方框图；图3所示为常规伪随机码序列的时序图4所示为根据本发明的用于产生四相序列的扩频代码发生器的第一实施例；图5所示为在扩频代码发生器的第一实施例中到I与Q代码的转换过程的示意图；图6所示为根据本发明的第一实施例用于产生四相序列的方法各步骤的示意图；图7所示为根据本发明的用于产生四相序列的扩频代码发生器的第二实施例；图8所示为在扩频代码发生器的第二实施例中到I和Q代码的转换过程的示意图；图9所示为根据本发明的第二实施例用于产生四相序列的方法各步骤的示意图；图10所示为用于第一种次最优实现形式的自相关函数的一个示例的示意图；图11所示为用于第一种次最优实现形式的互相关函数的一个示例的示意图。
接下来将参照附图对本发明的优选实施例进行说明，其中各图中分别用相类似的图注来表示相类似的元件。
如图1所示，扩频发射机10包括用于接收语音信号的模拟-数字(A/D)转换器12。接线器14同时接收来自A/D转换器12的数字语音信号以及来自某个接线端(未示出)的数字数据信号。接线器14将扩频发射机10与一个用于数字语音信号或数字数据的输入连在一起。以下将该数字语音信号和数字数据统称为数字数据。接线器14将数字数据引向可以包括混频器的扩频器20。由代码发生器30生成的伪随机序列被加载到该扩频器20上。如图所示，代码发生器30和扩频器20被包含在扩频编码器40中。
扩频器20通过在时间域中用该伪随机序列乘以数字数据，即等价于在频域中用伪随机序列近似直方的频谱来对数字数据的双峰频谱进行卷积，来进行扩频。扩频器20的输出被加载到截止频率等于系统码片率Fcr的低通滤波器50上。低通滤波器50的输出则被加载到混频器60的一个接线端上并被上变频为由加载到其另一接线端上的载波频率Fc所决定的频率。该上变频后的信号随后经过可以是螺旋谐振器的带通滤波器70进行滤波。滤波器70的带宽为码片率的两倍，而其中心频率则与扩频系统带宽的中心频率相等。滤波器70的输出被加载到其输出被用于驱动天线90的RF放大器80的输入上。
扩频接收机100如图2所示。天线110接收所传送来的并且经过了带通滤波器120滤波的扩频信号。该滤波器的带宽等于芯片率Fcr两倍，而其中心频率则等于扩频系统带宽的中心频率。滤波器120的输出随后由混频器130利用具有与发射机10的载波频率Fc近似相等的恒定频率的本机振荡器，多数情况下分成两步，下变频为基带信号。随后通过将混频器130的输出加载到解扩频器140的第一接线端上而同时将与传送给扩频器20的伪随机序列相同的伪随机序列加载到该解扩频器140上的第二接线端上来对该输出进行去扩频。该伪随机序列是由代码发生器30生成的。如图2所示，解扩频器140和代码发生器30被包含在扩频解码器160中。解扩频器140的输出被加载到其截止频率等于输入到扩频发射机10的数据的数据率的低通滤波器180上。低通滤波器180的输出与图1中的数据输入相同。
其应被本领域的技术人员所理解的是，扩频通信系统的接收机100中所用的伪随机序列必须与发射机10中所用的伪随机序列同步。有许多众所周知的方法可用于实现该同步。
常规的扩频序列为图3所示的伪随机数字序列。该序列被用于对所发送的信号进行扩频以及用于对所接收的信号进行去扩频。两种使用两种不同的LFSR电路的相异二进制代码提供了用于数据传输的I信道和Q信道。然而，如果接收机侧的I信道与Q信道之间存在较高的互相关性，则接收机将会输出大量的噪声。
本发明的代码发生器30产生与诸如图3所示的现有技术的伪随机码序列相比互相关特性有很大改进的伪随机码序列。现有技术的伪随机码序列实质上由具有多个不同频率分量的信号组成。此信号由多种具有不同频率的既有高频正弦波形又有低频正弦波形的正弦波形合成而来。因此，该信号的频谱可以被划分为多个频率区。那些具有较强频率(较高振幅)的正弦信号比那些频率较低(振幅较低)的正弦信号在信号中占更主要的地位。然而，本发明中为了产生一种增强型的伪随机码(高随机性码)，每个频率区中的强度或振幅均应该相同。高随机性码的特性在于其在所有频率区中均含有分量，因此其频谱较平坦。代码发生器30产生其中在所有频率区中正弦信号的振幅均近似相同(平坦)的伪随机序列，接下来将对其进行详细说明。
长度为N并具有X个频率区的伪随机序列可以由Y个频率抽取基(frequency bin)的离散付立叶级数来表示，其中每个抽取基对应于一个频率区。有Y个抽取基用于X个频率区(2π/T)k，k＝0，…，N-1，其中T为扩频序列在时间域中的周期，并且X＝Y＝N。该序列的瞬时频率理想情况下应该在X个频率区的每一个中分占相等的时间。因此，每个频率区或抽取基将会具有相同的强度。例如，令s(t)表示周期性的扩频序列，则其付立叶级数表达式为s(t)=Σkckej2πkt/T]]>公式(1)其中ck=1T∫Ts(t)e-j2πkt/Tdt]]>公式(2)其中ck为这些离散付立叶级数表达式中的某一个的正弦信号的强度或该频率区或抽取基中的正弦信号的强度。s(t)中的平均功率如下所示P=Σk|ck|2]]>公式(3)
s(t)的幅值谱为|ck|，而功率谱为|ck|2。理想的功率谱为平坦的，其中平均功率均匀地分布在整个频率抽取基上。其将导致有限的自相关。所有的|ck|2均应该相等。为此，瞬时频率为2πTMk,k=,...N-1]]>公式(4)其中M和N均为整数且M与N互质(M与N没有公因子)。其确保了每个频率抽取基(2π/T)k可以被均匀地“访问”。例如，如果N＝7而M＝3，则瞬时频率为0,2πT×3,2πT×6,...,2πT×18]]>公式(5)由于相位中的不连续将会使功率被扩展到其它频率抽取基中，所以相位最好连续并且尽可能地没有尖峰突起。
主要的约束在于该复扩频序列的相位应该被限制为{0，π/2，π，3π/2}。该限制条件将使得相位发生突变从而防止功率谱变得完全平坦。然而，其将能得到具有相对平坦功率谱密度的序列。对于在t＝(K/N)T处连续的相位，递归公式为Θk-1-Θk=2πNMk]]>公式(6)其中Θ为序列中各码片的相位，而k为该序列中各码片的序号(次序)。如果任意选取Θ0为{0，π/2，π，3π/2}中的一个值，便可以依次推导出Θ1，Θ2，…，ΘN。由此将产生为最优解的平坦频谱。由于序列具有恒定的相位偏移量不会影响其频谱特性，因此Θ0可以选取{0，π/2，π，3π/2}中的任一值而不会产生不同。
当Θk被限制为{0，π/2，π，3π/2}时，上述公式的次最优实现形式如下Θk-1-Θk=π2([4MNk]mod4)]]>公式(7)其中[4(M/N)k]表示小于或等于4(M/N)k的最大整数。该公式是公式(6)的一个变型，其用于进行到用于QPSK简单实现的四点中的一个的相位角度映射。其将相位限制在集合{0，π/2，π，3π/2}中。
继续该序列相位偏移，可得到第二次最优实现形式，其具有Θk=Θk-1-2πTMkNT]]>公式(8)Θk=Θk-2-2πTMk-1NT-2πTM-kNT]]>●●●Θk=Θ0-2πTMTNΣi=1ki=Θ0-2πTMTNk(k+1)2]]>Θk=Θ0-πMNk(k+1)]]>公式(9)同样，可以得到如下的具有四种相位{0，π/2，π，3π/2}的第二次最优实现形式ΘK=Θ0-π2([2MNk(k+1)]mod4)]]>公式(10)如果Θ0＝0，则对于第二次最优实现形式Θk=π2[2MNk(k+1)]mod4]]>公式(11)从公式6中可以看出通过在前一相位上加上一个可变项(2π/N)(Mk)便可以求出每个相位项。另外，由于2kπ对2π求模结果为0，所以每个相位为求出下一相位所需增加的项减小为非整数的(M/N)。因此，一种可能的实现形式可以是一种每次迭代使相位增加项(M/N)的递归加法器(累加器)。
图4所示为用于产生大大改进了自相关特性及互相关特性的四相位伪随机码序列的代码发生器30的第一实施例。该第一实施例是公式7的第一次最优实现形式的一个示例。尽管其可以产生任意长度的四相位序列，但这里只选用127位的长度作为示例。另外对于本例，在表示处理增益的码元中有N个码片。选取一个与N互质，即与N没有公因子的值M。通过求解如下不等式便可以确定处理增益N二进制表示所需的数位长度LN≤2L公式(12)代码发生器30包括长度为2L位的累加器31。由于本例中N＝127，所以L＝8。因此，累加器31的长度为16位。8位数M/N被加载到累加器31的一个输入上。来自触发器321到322L的16位数则被加载到累加器31的第二输入上。也可以用移位寄存器来代替触发器321到322L。尽管各数位是被并行地输入到触发器321到322L以及累加器31上的，但也可以串行地输入这些数位。输入到累加器31中的两个数的和被传送给触发器321到322L。抽取器33从触发器321到322L(图5)中抽取出第五和第六最小有效位。该第五和第六最小有效位被加载到异门34上。
异门34的输出由转换器36转换为Q值。从抽取器33输出的第六数位由转换器35转换为I值。从转换器35和36输出的I和Q值被加载到扩频器20或解扩频器140上。如上所述，本例中M/N为8位数。该累加器输出的第五和第六数位代表了公式(7)中的4(M/N)的最先两个有效位。当4(M/N)通过对4取模而映射为{1,2,3,4}四个值中的一个时，其结果为4(M/N)的最先两个有效位，或等价于累加器的第五和第六位。
图6所示为由图4所示的电路所执行的方法的流程图。在执行除法(M除以N)之前，初始参数M和N被装入到寄存器或存储器(未示出)中。此外，优选地累加器31的值为零。代码发生器30中其余的装置也被初始化(S1)。初始为0的和值与M/N的商数相加(S2)。为了将其转换为I和Q值(S4和S5)，抽取出新和值的第五和第六位(S3)。数位(L-2)和(L-3)应该如下映射为QPSK组00→1101→1-110→1-111→-11通过首先利用
规则进行变换，随后再利用标准的0→1，1→-1映射便可以通过软件或硬件来完成该映射。
例如，如果作为第L-2位的第六位等于0，则I值为1。如果第六位为1，则I值为-1。而对于Q值，如果异门34的输出为0，则Q值为-1。如果异门34的输出为1，则Q值为-1。I和Q值被输出到扩频器20或解扩频器140(S6)。重复执行步骤S2到S6，直到传送完由接线器14所提供的所有数字数据或接线器190接收完所有的数据。
图7所示为代码发生器200的第二实施例。其中用代码发生器200代替了代码发生器30，其用于产生与由代码发生器200所产生的自相关特性和互相关特性大大改进的伪随机码序列相类似的四相伪随机码序列。第二实施例为公式(11)的第二次最优实现形式的一个示例。尽管其可以产生任意长度的四相序列，但本例中以127位长度为例。另外对于本例，在表示处理增益的码元中有N个码片。另外选取一个与N互质的数值M。用于以二进制表示处理增益N所需的位数L是通过求解公式(12)来确定的。由于本例中M＝127，所以L＝8。因此，(M/N)的长度为16位。
代码发生器30包括长度为L位的累加器210。累加器210的长度为8位。累加器210的一个输入上优选地加载有“1”。来自触发器2201到220L的值被加载到累加器210的第二输入上。可以用移位寄存器来代替触发器2201到220L。尽管这里各数位是被并行地输入到触发器2201到220L及累加器210上的，但同样也可以串行地输入这些数位。输入到累加器210中的两个数的和被传送给触发器2201到220L。触发器2201到220L的输出则被传送到触发器2301到230L以及混频器240上。混频器240同时也接收触发器2301到230L的输出。累加器210和触发器2201-220L，触发器2301-230L以及混频器240一起构成了触发器反馈电路。混频器240的输出被输入给混频器250。混频器250还接收(M/N)的8位输入。抽取器260从混频器250中抽取出第五和第六最小有效位。从抽取器260输出的第六最小有效位由转换器280转换为I值。第五和第六最小有效位被加载到异门270上。异门270的输出由图8所示的转换器290转换为Q值。从转换器280和290输出的I和Q值被加载到扩频器20或解扩频器140上。如上所述，本例中(M/N)为一个8位数。触发器2201到220L将k值，而触发器2301到230L则将k＋1值输出给混频器240。混频器250接收混频器240的输出以及(M/N)的结果。当通过对4取模而将2(M/N)k(k＋1)映射为{0，1，2，3}四个值中的一个时，其结果为来自抽取器260(见图8)的第五和第六位。
图9所示为图7所示的电路所执行的方法的流程图。在执行除法(M/N)之前，初始参数M和N被装入到寄存器或存储器(未示出)中。此外，数值k优选地等于0。代码发生器200的第二实施例中的其余装置同样也被初始化(S1)。计算出(M/N)k(k+1)的值(S2)。将上述运算所得的第五和第六位抽取出来(S3)以将其转换为I和Q值(S4和S5)。数位(L-2)和(L-3)将如下映射为QPSK组00→1101→1-110→1-111→-11通过首先利用
规则进行变换，随后再利用标准的0→1，1→-1映射便可以通过软件或硬件来完成该映射。
例如，如果作为第L-2位的第六位等于0，则I值为1。如果第六位为1，则I值为-1。而对于Q值，如果异门270的输出为0，则Q值为1。如果异门270的输出为1，则Q值为-1。I和Q值被输出到扩频器20或解扩频器140(S6)。递增k值。重复执行步骤S2到S6，直到发送完由接线器14所提供的所有数字数据或接线器190接收完所有的数据。
图10所示为当N＝127而M＝44时的自相关函数，其为使用第一次最优实现形式来产生伪随机码的结果。
图11所示为当N＝127而M＝44时的互相关函数，其为使用第一次最优实现形式来产生伪随机码的结果。
序列s(k)的自相关a(n)的公式如下a(n)=Σk=1Ns(k)s*(k+n)]]>公式(13)其中括号中的序号对N取模，两个序列s(k)和r(k)的互相关c(n)的公式如下c(n)=Σk=1Ns(k)r*(k+n)]]>公式(14)其中序号也对N取模。第一次最优实现形式的结果实现了使互相关和自相关(除了a(0)之外)均小于N。尽管没有给出第二次最优实现形式示例的结果，但其结果与此类似。公式13和14对于本领域的普通技术人员来说是众所周知的。
尽管上文中已参照某些特殊的实施例对本发明部分地进行了详细说明，但其中所述的诸多细节仅是指导性的，而并非限制性的。对于本领域的技术人员来说在不背离本说明书所公开的本发明的精神与范围的情况下可以对本发明的结构及操作模式进行多种变型。
权利要求
1. 一种用于产生复四相码分多址(CDMA)码的装置，包括多个最初被设置为0的触发器；具有用于接收来自所述多个触发器的输出的第一输入及用于接收参数M除以参数N所得的商数的第二输入的累加器，其中M和N均为整数且M与N互质；所述累加器将通过所述第一输入和第二输入接收来的数据复合在一起并所复合的数据输出给所述触发器；用于从所述触发器中抽取出第一数位及第二数位的抽取器；及用于将所抽取出的第一数位与第二数位转换为I代码和Q代码的装置。
2. 如权利要求1所述的装置，其特征在于所述多个触发器提供反馈，而所述累加器为加法器。
3. 如权利要求1所述的装置，其特征在于具有代表了其权值逐位增大的多个特定数位的16个触发器，所抽取出的所述第一数位为第五最小有效位，而所抽取出的所述第二数位为第六最小有效位。
4. 如权利要求1所述的装置，其特征在于I代码与Q代码被传送给扩频器。
5. 如权利要求1所述的装置，其特征在于I代码和Q代码被传送给解扩频器。
6. 一种用于产生复四相码分多址(CDMA)码的方法，包括以下步骤(a)提供具有多个被初始设置为0的数位的寄存器；(b)选择第一参数M及第二参数N，其中M和N均为整数且M与N互质；(c)将M/N所得的商数与寄存器的内容复合在一起以产生位组合；(d)用该位组合来代替寄存器的内容；(e)从该寄存器中抽取出第一和第二数位；(f)从抽取的该第一和第二数位中产生I和Q代码；(g)输出该I代码和Q代码；及(h)重复步骤(c)到(g)。
7. 如权利要求6所述的方法，其特征在于该寄存器具有其权值逐位增大的16个数位，而第一数位为和值的第五最小有效位，第二数位为和值的第六最小有效位。
8. 如权利要求6所述的方法，其特征在于所述复合是通过一输出M/N的商数与寄存器内容的和的加法器来执行的。
9. 如权利要求6所述的方法，其特征在于I代码和Q代码被输出给扩频器。
10. 如权利要求6所述的方法，其特征在于I代码和Q代码被输出给解扩频器。
11. 一种用于产生复四相码分多址(CDMA)码的装置，包括用于输出等差数列的装置；用于输出所述等差数列的公差的装置；具有用于接收所述等差数列的第一输入以及用于接收所述公差的第二输入的第一混频器；具有用于接收所述第一混频器的输出的并接输入以及用于接收参数M除以N所得商数的第二输入的第二混频器，其中M和N均为整数且M与N互质；与所述第二混频器的输出连在一起用于从该第二混频器中抽取出第一数位与第二数位的抽取器；以及用于将所抽取出的第一和第二数位转换为I代码和Q代码的装置。
12. 如权利要求11所述的装置，其特征在于所述用于输出等差数列的装置以及所述用于输出所述等差数列的公差的装置包括至少一个移位寄存器。
13. 如权利要求11所述的装置，其特征在于第一数位为第二混频器的第五最小有效位，而第二数位为第二混频器的第六最小有效位。
14. 如权利要求11所述的装置，其特征在于I代码和Q代码被输出给扩频器。
15. 如权利要求11所述的装置，其特征在于I代码和Q代码被输出给解扩频器。
16. 一种用于产生复四相码分多址(CDMA)码的方法，包括以下步骤(a)选择参数M及处理增益N，其中M和N均为整数且M与N互质；(b)把处理增益N除以M以得到一个商数；(c)将该商数与一等差数列以及所述等差数列的公差值混合在一起得到一结果值；(d)从该结果中抽取出第一和第二数位；(e)从所抽取出的该第一和第二数位中产生I代码和D代码；(f)输出该I和Q数据；以及(g)重复步骤(c)到步骤(f)。
17. 如权利要求16所述的方法，其特征在于第一数位为来自混频器的第五最小有效位，而第二数位为来自该混频器的第六最小有效位。
18. 如权利要求16所述的方法，其特征在于I和Q数据被输出给扩频器；
19. 如权利要求16所述的方法，其特征在于I和Q数据被输出给解扩频器。
全文摘要
一种用于产生可以被直接映射为正交相移键控(QPSK)信号组的用于码分多址(CDMA)通信的复四相伪随机码序列的改进型序列设计方法。
文档编号H04B1/707GK1239615SQ98801378
公开日1999年12月22日 申请日期1998年5月20日 优先权日1997年10月23日
发明者费思M·奥兹鲁特克 申请人:交互数字技术公司