联合补偿多支路串扰和iq非平衡的自适应mimo预失真方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于无线通信技术领域，设及一种联合补偿多支路串扰和IQ非平衡（In-phase and Qua 化 ature-曲 ase Imbalance) 效应的 自适应 MIMCKMultiple I 吨 Ut Multiple Output)系统预失真方法，可用于宽带MIMO无线通信系统中，实现对发射机功率放大器的线 性化的同时，提高预失真器的抗干扰能力。
【背景技术】
[0002] 目前，数字预失真技术已成为无线通信系统射频功率放大器线性化中最具成本效 益和最有应用前景的技术。在补偿串扰效应的MIMO系统预失真方法中，Bassam S A等人在 ('Crossover digital predistorter for the compensation of crosstalk and nonlinearity in MIMO transmitters"中给出了交叉数字预失真C〇-DPD(C;rossover Digital Predistorter)方法；Suryasarman P等人在('Digital predistortion for multiple antenna transmitters"中给出了 串扰消除数字预失真CTC-DPD(Crc)SStalk Canceling Predistorter)方法，并在"Adaptive digit曰I pre-distortion for multiple antenna transmitters"中给出了串扰消除自适应数字预失真方法；Zayani R等人在 ('Crossover neural network predistorter for the compensation of crosstalk and nonlinearity in MIMO 0抑M systems"中给出了交叉神经网络预失真（Neural化twork Predistorter)方法。
[0003] 上述的MIMO系统预失真方法主要是针对多条支路间的串扰效应进行补偿，达到线 性化功率放大器的同时，提高预失真器的抗干扰能力。然而在实际的预失真结构反馈链路 中，下变频的正交解调器性能往往不理想而造成信号的IQ非平衡效应，该效应会使提取的 预失真器系数产生偏差，影响功率放大器的线性化性能。但是现有的补偿串扰效应的MIMO 系统预失真方法均没有对IQ非平衡效应进行补偿，在抑制带外频谱扩展和抗干扰方面的性 能欠佳，另一方面，现有方法大多采用LS算法来提取预失真器的系数，尚存在计算复杂度 高、运算环节数据存储量巨大等缺陷，不利于实际应用。
【发明内容】
[0004] 本发明目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种联合补偿多支路串扰和IQ非 平衡效应的自适应MIMO系统预失真方案，一方面可W同时补偿串扰效应和IQ非平衡效应， 提高预失真器的抗干扰能力，有效地抑制带外频谱扩展，满足宽带MIMO无线通信系统中对 功率放大器的线性化需求;另一方面，采用化S自适应学习算法来估计串扰系数和预失真器 系数，降低了 MIMO预失真方法的计算复杂度，更利于实际应用。
[0005] 本发明的技术方案是运样实现的：
[0006] -种联合补偿多支路串扰和IQ非平衡的自适应MIMO预失真方法，其在2 X 2的MIMO 系统发射端的预失真结构中进行，所述预失真结构包括:前向预失真器、串扰预消除模块、 功率放大器、IQ补偿器、后向预失真器、参数提取模块;其中，将多支路串扰效应和IQ非平衡 干扰效应分别等效为串扰模型和IQ非平衡模型，所述参数提取模块包括串扰估计模块和 DPD(Digital Predistorter,数字预失真器)参数估计模块，其实现步骤包括如下：
[0007] (1)前向预失真器对第n时刻输入基带信号xi(n)和X2(n)进行非线性特性的逆处理 后，再通过串扰预消除模块进行补偿，输出预失真信号zi(n)和Z2(n);
[0008] (2)将该预失真信号zi(n)和Z2(n)受到串扰模型的干扰后，得到串扰干扰信号Wi (n)和W2(n);
[0009] (3)受到串扰效应干扰后得到信号wi(n)和W2(n)输入至功率放大器进行功率放大， 得到输出信号yi(n)和y2(n);
[0010] (4)功率放大器输出信号yi(n)和y2(n)受到正交解调器的IQ非平衡效应的干扰后 得到vi(n)和V2(n)并输入至IQ补偿器；
[0011] (5)利用输入的IQ干扰信号vi(n)和V2(n)W及功率放大器输出信号yi(n)和y2(n)， 按照如下两公式估计出IQ补偿器的系数：
[0014] 其中pinv( ?)是求广义逆的运算，Re[ ?]是求复信号实部的运算，Im[ ?]是求复 信号虚部的运算，Ca、ce和C 丫为IQ补偿器的系数，ru、ri沸ri3为中间变量；
[0015] 根据IQ补偿器的系数可W得到IQ补偿器补偿后的信号山(n)和U2(n):
[0016] "I (")二V| (") + C. ,V|. ('") + 色7
[0017] V] (_")十 c'..V':'(打）+ ('，
[0018] (6)经IQ补偿器补偿后的信号m(n)和U2(n)通过后向预失真器进行非线性特性逆 处理后得到预失真估计信号妾1(对和毎(《);
[0019] (7)将预失真信号zi(n)和Z2(n)，W及预失真估计信号Si帕和-V<?)输入值参数估 计模块进行处理，其中Dro参数估计模块根据化S算法迭代估计出后向预失真器系数，串扰 估计模块根据如下迭代公式估计出串扰系数并复制给串扰预消除模块：
[0022] 其中，ai(n)和Q2(n)分别是两支路的串扰系数，r是该迭代的步长因子；
[0023] (8)将第n时刻得到的后向预失真器的滤波系数向量复制到前向预失真器中，从而 对输入的基带信号进行非线性特性的逆处理；
[0024] (9)在第n+1个时刻重复步骤(1)-(8)。经过持续迭代，使得前向预失真器的非线性 特性不断接近于功率放大器的非线性特性的逆，W实现对功率放大器的非线性处理。
[0025] 本发明与现有技术相比具有如下优点：
[0026] 1)现有MIMO系统预失真方法虽然大多未考虑到反馈链路中的IQ非平衡效应，导致 提取的预失真器系数产生偏差，降低了功率放大器的线性化性能;本发明利用IQ补偿器，对 正交解调器不理想而造成的IQ非平衡效应进行估计并加 W补偿，有效的减小了 IQ非平衡效 应对预失真方法性能的影响，抑制了带外频谱的扩展和再生，提高了预失真方法的抗干扰 能力和综合性能。
[0027] 2)现有MIMO预失真技术大多基于LS算法提取预失真器系数，导致计算复杂度高， 运算环节数据存储量巨大，且难于实际应用;本发明在前向预失真器之后增加一个串扰预 消除模块，利用自适应辨识算法估计串扰系数，利用化S算法来提取预失真器系数，从而实 现降低预失真算法计算复杂度的目的，且更利于实际应用。
【附图说明】
[0028] 图1是本发明的结构示意框图；
[0029] 图2是本发明与现有两种方法的频谱性能仿真效果对比示意图；
[0030] 图3是是本发明与现有两种方法的ACP財生能比较表格。
【具体实施方式】
[0031] 下面将结合附图对本发明的实例进行详细描述。本实例在W本发明技术方案为前 提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体操作过程，但本发明的保护范围不限于下述 实例。
[0032] 参照图1，本发明的预失真方案包括:前向预失真器、串扰预消除模块、串扰模型、 功率放大器、IQ非平衡模型、IQ补偿器、后向预失真器、参数提取模块(包括串扰估计模块和 DPD参数估计模块）。前向预失真器对第n时刻输入基带信号xi(n)和X2(n)进行非线性特性的 逆处理后，再通过串扰预消除模块进行补偿，输出预失真信号zi(n)和Z2(n);该预失真信号 zi(n)和Z2(n)受到串扰模型的干扰后，得到串扰干扰信号wi(n)和W2(n)并输入至功率放大 器进行功率放大，得到输出信号yi(n)和y2(n);功率放大器输出信号yi(n)和y2(n)受到正交 解调器的IQ非平衡效应的干扰后得到vi(n)和V2(n)并输入至IQ补偿器;经IQ补偿器补偿后 的信号ui(n)和U2(n)通过后向预失真器进行非线性特性逆处理后得到预失真估计信号 為的和将预失真信号zi(n)和Z2(n)，W及预失真估计信号為的和聲妨输入值参数 估计模块进行处理，其中Dro参数估计模块根据RLS算法迭代估计出后向预失真器系数，串 扰估计模块估计出串扰系数并复制给串扰预消除模块;将第n时刻得到的后向预失真器的 滤波系数向量复制到前向预失真器中，从而对输入的基带信号进行非线性特性的逆处理；
[0033] 参照图2,本发明预失真方案的实现步骤如下：
[0034] 步骤一:前向预失真器对第n时刻输入基带信号xi(n)和X2(n)进行非线性特性的逆 处理后，第i条支路Q = I，2)按如下公式进行非线性特性的逆处理，得到输出信号si(n): 1)
[0036] 其中，xi(n-q)表示第i条支路（i = l，2)的基带输入信号xi(n)在q个时刻之前的历 史信号，dl,k,q为第i条支路的预失真器的滤波系数，k和q分别为前向预失真器滤波系数的非 线性阶数和记忆深度，0含k含K，1含q含Q;K和Q分别为前向预失真器的最高非线性阶数和最 高记忆深度;odd表示奇数集合；
[0037] 将信号si(n)和S2(n)通过串扰预消除模块进行补偿，输出预失真信号zi(n)和Z2 (n)：
2)
[0039] 其中，ai和02分别是两支路的串扰系数。
[0040] 步骤二:将该预失真信号zi(n)和Z2(n)受到串扰模型的干扰后，得到串扰干扰信号 ￥1(11)和￥2(11): 幽]|w】(,!）= z肿+啦(《) 3) .IVj ('") = (、A ('").+2-2('")
[0042] 其中，Ql和02分别是两支路的串扰系数。
[0043] 步骤对受到串扰效应干扰后得到信号wi(n)和W2(n)进行功率的放大处理，功率 放大器采用记忆多项式模型，则第i条支路Q = I，2)的功率放大器输出信号为：
4)
[0045] 其中，wi(n-q)表示第i条支路(i = l，2)功率放大器的输入信号wi(n)在q个时刻之 前的历史信号，hi,k,q为第i条支路功率放大器的滤波系数，k和q分别为功率放大器滤波系数 的非线性阶数和记忆深度，0含k含K，1含q含Q，K和Q分别为功率放大器的最高非线性阶数和 最高记忆深度;odd表示奇数集合。
[0046] 步骤四：功率放大器输出信号yi(n)和y2(n)受到正交解调器的IQ非平衡效应的干 扰后得到IQ干扰信号vi(n)和V2(n):
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