电力变换装置的制造方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及获得期望的直流电压的电力变换装置。
【背景技术】
[0002]以往的电力变换装置是一种DC/DC电力变换装置，该DC/DC电力变换装置具有2个以上的由2个半导体开关元件构成的开关部件，串联地构成各开关部件中的各半导体开关元件，并且具有进行充放电的能量转移用电容器和电感，通过基于4种开关模式的动作，调整输入输出电压之比和电力方向(参照例如专利文献1)。
[0003]专利文献1:日本特开2012-016075号公报
【发明内容】
[0004]在上述以往的电力变换装置中，在对输入侧连接了交流电源的情况下，无法进行与交流电源相位对应的控制，所以无法进行输入电流的高功率因数控制，并且难以将能量转移用电容器电压控制为恒定。
[0005]本发明是为了消除上述那样的问题而完成的，其目的在于在对来自交流电源的输入进行整流之后利用直流电容器的充放电而变换为期望的电压的电力变换装置中，能够实现输入电流的高功率因数控制和使直流电容器的电压成为恒定的控制这两者。
[0006]本发明提供一种电力变换装置，其特征在于，具备:整流电路，对来自交流电源的输入进行整流;开关部，使所述整流电路的输出升压而输出；平滑电容器，对所述开关部的输出进行平滑；以及控制电路，控制所述开关部。所述开关部具备:电抗器，第一端连接到整流电路的正极侧端子;支路部，分别控制电流的导通以及切断的第一半导体元件、第二半导体元件、第一开关元件以及第二开关元件串联地连接于所述平滑电容器的正负端子之间，所述电抗器的第二端连接到所述第二半导体元件和所述第一开关元件的连接点；以及直流电容器，连接于所述第一半导体元件、所述第二半导体元件的连接点与所述第一开关元件、所述第二开关元件的连接点之间。所述控制电路通过对所述开关部进行高频PWM控制，将所述直流电容器的电压控制为指令值，并且控制从所述交流电源经由所述整流电路流过的电路电流以改善来自所述交流电源的输入功率因数，同时将所述平滑电容器的电压控制为目标电压，按照相等的驱动周期以使基准相位错开半周期的方式对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行高频驱动，控制1个周期内的所述第一开关元件的第一接通期间和1个周期内的所述第二开关元件的第二接通期间的总和，从而控制所述电路电流，并且控制所述第一接通期间与所述第二接通期间的比率，从而控制所述直流电容器的电压。
[0007]本发明的电力变换装置如以上那样构成，所以能够实现输入电流的高功率因数控制和使直流电容器的电压成为恒定的控制，能够可靠地得到期望的直流电压。另外，能够降低电抗器的电容以及直流电容器的电容而实现装置结构的小型化。
【附图说明】
[0008]图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。
[0009]图2是本发明的实施方式1的电力变换装置的第一控制模式下的选通信号以及各部的波形图。
[0010]图3是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第一控制模式下的动作的电流路径图。
[0011]图4是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第一控制模式下的动作的电流路径图。
[0012]图5是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第一控制模式下的动作的电流路径图。
[0013]图6是本发明的实施方式1的电力变换装置的第二控制模式下的选通信号以及各部的波形图。
[0014]图7是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第二控制模式下的动作的电流路径图。
[0015]图8是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第二控制模式下的动作的电流路径图。
[0016]图9是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的第二控制模式下的动作的电流路径图。
[0017]图10是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的基本控制的控制框图。
[0018]图11是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制中的调整相位以及控制模式的选择的控制框图。
[0019]图12是示出本发明的实施方式1的各开关元件的占空指令的生成的控制框图。
[0020]图13是示出本发明的实施方式1的各开关元件的选通信号的生成的控制框图。
[0021]图14是示出本发明的实施方式1的各开关元件的选通信号的生成中使用的三角波的图。
[0022]图15是本发明的实施方式2的电力变换装置的第一控制模式下的选通信号以及各部的波形图。
[0023]图16是本发明的实施方式2的电力变换装置的第二控制模式下的选通信号以及各部的波形图。
[0024]图17是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的控制中的调整相位的选择的控制框图。
[0025]图18是示出本发明的实施方式2的各开关元件的占空指令的生成的控制框图。
[0026]图19是示出本发明的实施方式2的各开关元件的选通信号的生成的控制框图。
[0027]图20是本发明的实施方式3的电力变换装置的结构图。
[0028]图21是本发明的实施方式3的电力变换装置的第一控制模式下的选通信号以及各部的波形图。
[0029]图22是本发明的实施方式3的电力变换装置的第二控制模式下的选通信号以及各部的波形图。
[0030]图23是本发明的实施方式3的其他例子的电力变换装置的第一控制模式下的选通信号以及各部的波形图。
[0031]图24是本发明的实施方式3的其他例子的电力变换装置的第二控制模式下的选通信号以及各部的波形图。
[0032]图25是本发明的实施方式4的电力变换装置的结构图。
[0033]图26是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的基本控制的控制框图。
[0034]图27是本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。
【具体实施方式】
[0035]实施方式1.
[0036]以下，说明本发明的实施方式1。
[0037]图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的概略结构图。如图1所示，电力变换装置具备用于将交流电源1的交流电力变换为直流电力而输出的主电路和控制电路10。
[0038]主电路具备:整流电路200，对交流电源1的输入进行整流;开关部100，使整流电路200的输出升压而输出；以及平滑电容器9，对开关部100的输出进行平滑。整流电路200是将4个二极管201?204设为全桥结构而得到的二极管整流电路。开关部100具备作为限流电路的电抗器3、作为第一半导体元件的二极管4、作为第二半导体元件的二极管5、第一开关元件6a、第二开关元件7a以及直流电容器8。另外，二极管4、二极管5、第一开关元件6a以及第二开关元件7a在平滑电容器9的正负端子之间串联地连接而构成支路部300。
[0039 ]交流电源1的输出与整流电路200的输入端子连接。整流电路200的第一输出端子与电抗器3的一端连接，对电抗器3的另一端连接二极管5的阳极端子和第一开关元件6a的连接点。二极管4连接于二极管5的阴极端子与平滑电容器9的正极之间。第二开关元件7a连接于第一开关元件6a与平滑电容器9的负极之间。直流电容器8连接于二极管5的阴极端子与第一开关元件6a、第二开关元件7a的连接点之间。平滑电容器9的负极和整流电路200的第二输出端子被直接连接。
[0040]第一开关元件6a、第二开关元件7a分别由将二极管6b、7b反并联地连接而得到的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)构成。
[0041]另外，第一开关元件6a、第二开关元件7a除了IGBT以外，也可以是在源极、漏极之间内置有二极管的M0SFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等半导体开关元件。
[0042]另外，具备分别检测交流电源的电压Vac、直流电容器8的电压Vcl、平滑电容器9的电压Vc2的电压传感器以及检测作为从交流电源1经由整流电路200流过的电路电流的电流I c的电流传感器。在该情况下，作为电流I c，检测在电抗器3中流过的电流。
[0043]控制电路10根据所检测到的直流电容器电压Vcl、平滑电容器电压Vc2以及交流电源电压Vac和电流Ic，以使平滑电容器电压Vc2成为所设定的恒定电压即目标电压Vc2*的方式，生成选通信号G1、G2，对第一开关元件6a、第二开关元件7a进行接通/断开控制，对开关部100进行输出控制。
[0044]另外，对平滑电容器9连接未图示的负载，在通常时，平滑电容器电压Vc2比目标电压Vc2*低，控制电路10为了变换来自交流电源1的交流电力并对平滑电容器9供给直流电力，对开关部100进行输出控制。
[0045]以下，说明这样构成的电力变换装置的动作。
[0046]整流电路200对来自交流电源1的输入电力进行全波整流，开关部100通过第一开关元件6a、第二开关元件7a的接通/断开动作，利用直流电容器8的充放电，向平滑电容器9输出直流电力。
[0047]控制电路10以使来自交流电源1的输入功率因数大致为1的方式，控制电流Ic，并且以使平滑电容器9的电压成为目标电压Vc2*的方式，通过高频PWM(pulSe widthmodulat1n，脉冲宽度调制)控制，使第一开关元件6a、第二开关元件7a接通/断开而对开关部100进行输出控制。另外，在该输出控制中，调整直流电容器8的充放电量而将直流电容器电压Vcl控制为恒定的指令值Vcl*。以下，简称为电流控制的情况是指以使来自交流电源1的输入功率因数大致为1的方式控制电流I c。
[0048]输出级的平滑电容器电压Vc2比交流电源电压Vac的峰值电压高，开关部100执行升压。另外，直流电容器电压Vcl的指令值Vcl*被设定为平滑电容器9的目标电压Vc2*的1/2。
[0049]控制电路10在交流电源1的绝对值电压I Vac |比直流电容器电压Vcl低的情况和绝对值电压I Vac I是直流电容器电压Vcl以上的情况下具有不同的控制模式，以第一控制模式控制前者，以第二控制模式控制后者。即，在交流电源电压Vac的峰值电压是直流电容器电压Vc 1以上时，在交流电源1的绝对值电压I Vac I与直流电容器电压Vc 1相等的相位下，切换第一控制模式和第二控制模式。如果交流电源电压Vac的峰值电压小于直流电容器电压Vcl，则仅使用第一控制模式。以下，将交流电源1的绝对值电压I Vac I简记为电压I Vac I。
[0050]图2是第一控制模式下的第一开关元件6a、第二开关元件7a的各选通信号G1、G2、电流Ic以及直流电容器电压Vcl的各波形图。另外，图3?图5是说明第一控制模式下的电力变换装置的动作的电流路径图。
[0051]另外，图6是第二控制模式下的第一开关元件6a、第二开关元件7a的各选通信号G1、G2、电流Ic以及直流电容器电压Vcl的各波形图。另外，图7?图9是说明第二控制模式下的电力变换装置的动作的电流路径图。
[0052]如图2、图6所示，将被进行高频PWM控制的第一开关元件6a、第二开关元件7a的驱动周期(载波周期)设为T，在相位0?相位(T/2)的半周期内，设定第一相位α，在相位(T/2)?相位Τ的半周期内，设定第二相位β，将驱动周期Τ分割为4个期间。另外，示出了该4个期间内的第一开关元件6a、第二开关元件7a这2个开关元件的接通/断开以及各部的波形图。另夕卜，关于第一相位α、第二相位β的设定方法，在后面叙述。
[0053]另外，图2、图6的波形图示出平滑电容器电压Vc2被控制为目标电压Vc2*而恒定的状态。
[0054]首先，示出电压| Vac |比直流电容器电压Vc 1低的情况下的第一控制模式。
[0055]如图2所示，使第一开关元件6a在相位0下接通并在第二相位β下断开，使第二开关元件7a在相位(Τ/2)下接通并在第一相位α下断开。即，第一开关元件6a将相位0作为基准相位而在相位0?第二相位β的第一接通期间内接通，第二开关元件7a将相位(T/2)作为基准相位，在相位(T/2)?第一相位α的第二接通期间内接通。此时，第一接通期间、第二接通期间的长度分别是半周期(Τ/2)以上。
[0056]另外，相位(Τ/2)?第一相位α是指将相位0?第一相位α和相位(Τ/2)?相位Τ合起来的期间，但由于是以反复周期而连续的期间，所以表示为相位(Τ/2)?第一相位α。
[0057]在相位0?第一相位α的第一期间和相位(Τ/2)?第二相位β的第三期间内，第一开关元件6a、第二开关元件7a都是接通状态，在图3所示的电流路径中流过电流Ic。即，直流电容器8和平滑电容器9被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic通过第一开关元件6a和第二开关元件7a并经由整流电路200而返回到交流电源1。此时，通过电抗器3而电流Ic增加。直流电容器8被旁路，所以不进行充放电，电压不变动。
[0058]在相位α?相位(T/2)的第二期间内，第一开关元件6a是接通状态，且第二开关元件7a是断开状态，在图4所示的电流路径中流过电流Ic。即，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由开关元件6a、直流电容器8、二极管4、平滑电容器9、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被放电而电压Vcl降低。另外，电压I Vac I与直流电容器电压Vcl之和比平滑电容器电压Vc2低，所以通过电抗器3而电流Ic减少。
[0059]在相位β?相位T的第四期间内，第一开关元件6a是断开状态，第二开关元件7a是接通状态，在图5所示的电流路径中流过电流Ic。即，平滑电容器9被旁路，从交流电源1经由整流电路200流入到电抗器3的电流Ic依次经由二极管5、直流电容器8、第二开关元件7a、整流电路200而返回到交流电源1。此时，直流电容器8被充电而电压Vcl增加。另外，电压I Vac |比直流电容器电压Vcl低，所以通过电抗器3而电流Ic减少。
[0060]如上所述，控制电路10通过将驱动周期的1个周期分割为4个期间而组合3种控制，对