信号生成电路的制作方法

本发明涉及生成线性调频信号(chirp signal)的信号生成电路。

背景技术：

能同时高精度地测量与被测物之间的距离及相对速度的FMCW(Frequency Modulated Continuous Waves：调频连续波)方式的雷达正广泛应用于车载雷达等。本方式为如下方式：将线性调频信号作为连续波进行发送，并且接收来自被测物的反射波，根据反射波的时间延迟来测量到被测物为止的距离，根据频移来测量与被测物的相对速度。此处，线性调频信号是指频率根据时间发生变化的、经频率调制的信号。

作为FMCW雷达装置中的信号生成电路，例如已知有专利文献1的信号生成电路。专利文献1的信号生成电路包括调制控制电路、数模转换电路(DAC：Digital to Analog Converter)、低通滤波器(LPF：Low Pass Filter)、电压控制振荡器(VCO：Voltage Controlled Oscillator)、本地信号生成电路、差频信号生成电路、IF检测电路及ADC(Analog to Digital Converter：模数转换器)。调制控制电路包括记录了VCO的电压频率特性(V-F特性)的查找表(LUT：Look Up Table)。

下面，对生成线性调频信号时的信号生成电路的动作进行说明。

调制控制电路根据LUT的V-F特性求出使线性调频信号的时间-频率特性呈线性的控制电压，并将该控制电压作为数字信号输出至DAC。

DAC将从调制控制电路输出的数字的控制电压转换成模拟的控制电压，并输出至LPF。

LPF去除从DAC输出的控制电压的高频分量，对控制电压进行平滑化。并且，LPF将控制电压输出至VCO。

VCO基于自身所具有的V-F特性，根据LPF输出的控制电压输出与控制电压相对应的频率的信号。

其结果是，该信号生成电路能基于LUT所具有的VCO的V-F特性生成VCO的控制电压，并生成经频率调制的线性调频信号。

下面，对更新LUT时的信号生成电路的动作进行说明。

VCO根据控制电压生成线性调频信号(f1)。

本地信号生成电路生成本地信号(f2)。

差频信号生成电路根据VCO的输出信号(f1)与由本地信号生成电路生成的本地信号(f2)，输出作为VCO的输出信号与本地信号的差频分量的IF(Intermediate Frequency：中频)信号(f1-f2)。

IF检测电路在IF信号的频率成为某一特定的IF检测频率以下时，将IF检测信号输出至ADC。IF信号的频率成为某一特定的IF检测频率以下时是f1≈f2时。f1根据时间发生变化，因此存在f1≈f2的时刻。

在IF检测电路输出IF检测信号的时刻，ADC测量VCO的控制电压(v1)，并输出至调制控制电路。改变f2进行多次上述动作。

调制控制电路根据改变f2时的v1的变化，求出VCO的V-F特性，对保存于LUT的V-F特性进行更新。调制控制电路基于更新后的V-F特性求出使线性调频信号的时间-频率特性呈线性的控制电压，并将该控制电压作为数字信号输出至DAC。

如上所述，专利文献1的信号生成电路利用本地信号生成电路、差频信号生成电路、本地信号生成电路、IF检测电路对保存于LUT的V-F特性进行更新，并基于更新后的V-F特性生成线性调频信号。

然而，专利文献1的电路在因温度等外部干扰而导致VCO的V-F特性急剧变化的情况下，无法对线性调频信号的误差进行补偿。该电路为了求得VCO的V-F特性，需要多次改变f2来生成线性调频信号，因此在此其间无法更新VCO的V-F特性。换言之，专利文献1的电路根据一次的线性调频信号只能检测出一个电压值(V)及与该电压相对应的一个频率值(F)，因此若不多次生成线性调频信号，则无法求出VCO的V-F特性。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2011-247598号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

以往的信号生成电路具有如下问题：在因外部干扰而导致VCO的V-F特性急剧变化的情况下，无法对线性调频信号的误差进行补偿。

解决技术问题的技术方案

本发明的信号生成电路包括：控制电压设定部，该控制电压设定部利用表示输出频率相对于电压的特性的电压频率特性来设定控制电压；电压控制振荡器，该电压控制振荡器利用控制电压来改变输出信号的频率；正交解调部，该正交解调部对电压控制振荡器的输出信号进行正交解调，生成相互正交的同相信号及正交信号；以及频率检测部，该频率检测部基于同相信号及正交信号，检测电压控制振荡器的输出信号的频率，控制电压设定部利用根据控制电压与电压控制振荡器的输出信号的频率之间的关系导出的电压频率特性，对控制电压进行校正，电压控制振荡器基于由控制电压设定部校正后的控制电压生成线性调频信号。

发明效果

本发明的信号生成电路构成为对VCO的输出信号进行正交解调，生成相互正交的同相信号和正交信号，基于同相信号和正交信号检测VCO的输出信号的频率，导出VCO的V-F特性，因此本发明的信号生成电路即使在因外部干扰而导致VCO的V-F特性急剧变化的情况下，也能对线性调频信号的误差进行补偿。

附图说明

图1是表示实施方式1所涉及的信号生成电路的一个结构例的结构图。

图2是表示实施方式1所涉及的MCU180的一个结构例的结构图。

图3是表示实施方式1所涉及的信号生成电路的动作的流程图。

图4是表示实施方式1所涉及的MCU180的动作的流程图。

图5是表示实施方式1所涉及的信号生成电路及现有发明(专利文献1的发明)的信号生成电路中的V-F特性的更新时刻的图。

图6是表示由实施方式1所涉及的信号生成电路生成的线性调频信号的图。

图7是表示实施方式2所涉及的信号生成电路的一个结构例的结构图。

图8是表示实施方式2所涉及的MCU181的一个结构例的结构图。

图9是表示实施方式3所涉及的信号生成电路的一个结构例的结构图。

图10是表示实施方式3所涉及的MCU182的一个结构例的结构图。

具体实施方式

实施方式1

图1是表示实施方式1所涉及的信号生成电路的一个结构例的结构图。

本信号生成电路包括VCO(Voltage Controlled Oscillator：电压控制振荡器)100、DAC(Digital to Analog Converter：数模转换器)105、LPF(Low Pass Filter：低通滤波器)110、分频器115、乘法器140、本地振荡器150、LPF160、ADC(Analog to Digital Converter：模数转换器)170、MCU(Micro Controller Unit：微控制器单元)180。图1中，v是VCO100的控制电压，f_vco是VCO100的输出信号的频率(输出频率)，f_xo是本地振荡器150的输出频率。IN_MCU表示输入至MCU的输入信号，OUT_MCU表示从MCU输出的输出信号。

VCO100是输出与从LPF110输出的控制信号相对应的频率的信号的电压控制振荡器。例如，VCO100使用由调谐电路和有源电路构成的振荡电路，该调谐电路由变容二极管形成，该有源电路由晶体管形成。

DAC105是将从控制电压设定部130输出的数字控制信号转换为模拟控制信号并进行输出的电路。例如，DAC105使用由ΔΣ调制器与转换器构成的ΔΣ型DAC。

LPF110是如下低通滤波器：通过去除从DAC105输出的模拟控制信号的高频分量，从而对模拟控制信号进行平滑化，并将平滑后的模拟控制信号输出至VCO100。例如，LPF110使用由线圈和电容器构成的滤波电路。

分频器115是利用分频比N(N为自然数)对VCO100的输出信号进行分频并输出分频后的信号的分频器。例如，分频器115使用由触发器构成的计数器电路。

乘法器140是将由分频器115输出的信号与由后述的本地振荡器150输出的信号相乘并输出相乘得到的信号的乘法器。例如，乘法器140使用由二极管和变压器构成的混频器。

本地振荡器150是向乘法器140输出作为进行频率转换时的基准的信号的信号源。本地振荡器150由具有正确的振荡频率的水晶振荡器等构成。也可以使用DDS(Direct Digital Synthesizer：直接数字合成器)作为本地振荡器150。

LPF160是去除从乘法器140输出的信号的高频分量并输出去除了高频分量后的信号的滤波器。例如，LPF160使用由线圈和电容器构成的滤波电路。

ADC170是将从LPF160输出的模拟信号转换成数字信号并将转换后的数字信号输出至MCU180的电路。

图2是表示实施方式1所涉及的信号生成电路的MCU180的一个结构例的结构图。MCU180是组装有计算机系统的集成电路(微控制器单元)。微控制器单元容纳有CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)、存储器、输入输出电路、计时器电路等。MCU180包括控制电压设定部130、正交解调部200、LPF210、LPF211、相位检测部212、频率检测部214。这些各部可以由在MCU180上进行工作的软件构成，也可以由模拟电路或数字电路构成。

正交解调部200是对从ADC170输出的数字信号进行正交解调并生成相互正交的同相信号与正交信号的电路。正交解调部200包括乘法器202、乘法器204、90°相移分配器208、本地振荡器206。

本地振荡器206是输出固定频率的信号的振荡器。

90°相移分配器208是将本地振荡器206的输出信号分配为相位相差90°的cos波与sin波这两个信号的相移分配器。

乘法器202是将cos波与ADC170的输出信号相乘并将相乘得到的信号作为同相信号进行输出的乘法器。

乘法器204是将sin波与ADC170的输出信号相乘并将相乘得到的信号作为正交信号进行输出的乘法器。

LPF210是去除乘法器202的输出信号的高频分量并输出去除了高频分量后的信号的低通滤波器。

LPF211是去除乘法器204的输出信号的高频分量并输出去除了高频分量后的信号的低通滤波器。

相位检测部212是根据相互正交的LPF210的输出信号与LPF211的输出信号来检测瞬时相位的电路。瞬时相位是指信号的相位相对于时间发生变化的情况(相位是时间的函数的情况)下，信号相对于各时间的相位。

频率检测部214是对从相位检测部212输出的瞬时相位进行时间微分以检测瞬时频率的电路。瞬时频率被定义为频率随时间变化的信号中的、信号的相位的时间变化率，是指相对于各时间的频率。

控制电压设定部130具备存储VCO100的V-F特性的LUT(Look Up Table：查找表)120，是基于存储于LUT120的V-F特性生成VCO100的控制信号的电路。例如，控制电压设定部130由MCU180的存储器及MCU180的输入输出电路构成。另外，此处，控制电压设定部130是在内部具备LUT120的结构。然而，控制电压设定部130只要是参照LUT120来设定VCO100的控制信号的结构即可，可以采用任意的结构。例如，可以是如下结构：在控制电压设定部130的外部具有LUT120，控制电压设定部130参照外部的LUT120来生成控制电压。

接着，对生成线性调频信号时的信号生成电路的动作进行说明。图3是表示实施方式1所涉及的信号生成电路的动作的流程图。边参照图3边说明信号生成电路的动作。

MCU180的控制电压设定部130基于存储于LUT120的VCO100的V-F特性，生成相对于各时间的VCO100的控制电压，并输出至DAC105(S101)。

DAC105将控制电压设定部130输出的控制电压从数字信号转换成模拟信号，并输出至LPF110(S102)。

LPF110通过去除DAC105的输出信号的高频分量，从而对信号进行平滑化，并将平滑化后的信号输出至VCO100(S103)。

VCO100基于V-F特性输出与从LPF110输出的控制信号相对应的频率的信号(cos(2πf_vco)t)(S104)。此处，f_vco为VCO100的输出信号的频率。

分频器115利用分频比N(N为自然数)对从VCO100输出的信号的一部分进行分频，将分频后的信号(cos(2πf_vco/N)t))输出至乘法器140(S105)。此处，f_vco/N为分频器115的输出信号的频率。

乘法器140将本地振荡器150输出的信号(cos((2πf_xo)t))与分频器115的输出信号(cos(2πf_vco/N)t))相乘，并输出通过相乘而进行了频率转换的信号(S106)。此处，f_xo为本地振荡器150的输出信号的频率。

由此，利用分频器115分频后的信号和本地振荡器115输出的信号，乘法器140将VCO100的输出信号频率转换为后述的ADC170可读取的频率为止。

另外，进行频率转换时，也可以不利用分频后的信号，而利用乘法器140直接对VCO100的输出信号进行频率转换。该情况下，作为本地振荡器150需要PLL(Phase Locked Loop：锁相环路)电路。因此，电路规模变大，因此优选利用分频器115和乘法器140的结构作为结构。

乘法器140的输出信号(S)由式(1)来表示。

[数学式1]

S＝cos((2πf_vco/N)t)×cos((2πf_xo)t)

＝0.5{cos(2π(f_vco/N-f_xo)t)+cos(2π(f_vco/N+f_xo)t)…(1)

LPF160去除乘法器140的输出信号的高频分量，输出作为式(1)的第1项的差频信号(S107)。差频信号(Sdiff)由式(2)表示。

[数学式2]

Sdiff＝cos(2π(f_vco/N-f_xo)t)…(2)

此处，为了简化数学式，省略系数0.5。

ADC170将LPF160的输出信号从模拟信号转换为数字信号(S108)，并输出至MCU180的正交解调部200(S109)。

图4是表示MCU180的动作的流程图。边参照图4边说明MCU180的动作。

本地振荡器206将频率为f_LO的本地信号输出至90°相移分配器208，90°相移分配器208将本地信号分配为具有90°相位差的两个信号，生成cos波(cos(2πf_LOt))及sin波(sin(2πf_LOt))(S201)。

乘法器202将cos波(cos(2πf_LOt))与ADC170的输出信号(Sdiff)相乘，将相乘得到的信号作为同相信号输出至LPF210(S202)。从乘法器202输出的信号由式(3)来表示。

[数学式3]

Si＝cos((2πf_vco/N-f_xo)t)×cos((2πf_LO)t)

＝0.5{cos(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t+cos(2π(f_vco/N-f_xo+f_LO)t)}…(3)

乘法器204将sin波(sin(2πf_LOt))与ADC170的输出信号(Sdiff)相乘，将相乘得到的信号作为正交信号输出至LPF211。从乘法器204输出的信号由式(4)来表示。

[数学式4]

Sq＝cos((2πf_vco/N-f_xo)t)×sin((2πf_LO)t)

＝0.5{-sin(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t+sin(2π(f_vco/N-f_xo+f_LO)t)}…(4)

LPF210去除Si的高频分量，将去除了高频后的Si输出至相位检测部212(S203)。LPF211去除Sq的高频分量，将去除了高频后的Sq输出至相位检测部212。去除了高频分量的Si及Sq分别由式(5)、式(6)表示。

[数学式5]

Si＝0.5cos(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t)…(5)

[数学式6]

Sq＝-0.5sin(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t)…(6)

Si为同相信号(I信号)，Sq为正交信号(Q信号)。

相位检测部212将由LPF210输出的同相信号与由LPF211输出的正交信号相除，对相除得到的值乘以-1，来计算其反正切。由此，相位检测部212检测出瞬时相位(S204)。

瞬时相位(θ(t))由式(7)表示。

[数学式7]

θ(t)＝arctan(-Sq/Si)＝2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t…(7)

频率检测部214计算瞬时相位的时间微分，并检测出瞬时频率(S205)。瞬时频率(f_bb)由式(8)表示。

[数学式8]

f_bb＝(dθ(t)/dt)/2π＝f_vco/N-f_xo-f_LO…(8)

此处，N为分频比，f_xo为本地振荡器150的输出信号的频率，f_LO是本地振荡器206的输出信号的频率。f_bb、N、f_xo、f_LO为已知，因此频率检测部214能检测VCO100的输出频率(f_vco)(S206)。VCO100的输出信号的频率由式(9)来表示。

[数学式9]

f_vco＝(f_bb+f_LO+f_xo)×N…(9)

频率检测部214能按时间检测瞬时频率(f_bb)，因此能根据式(9)检测出各时间的VCO100的输出频率(f_vco)。因此，能根据一次的线性调频信号检测VCO100的输出频率(f_vco)的时间变化。也就是说，能检测VCO100的时间-频率特性。这表示能根据一次的线性调频信号求出VCO100的V-F特性。

控制电压设定部130根据输出至DAC105的控制电压的时间变化与频率检测部214检测到的时间-频率特性求出VCO100的V-F特性(S207)。接着，控制电压设定部130将保存于LUT120的V-F特性的值更新为步骤S207中求得的V-F特性的值(S208)。

接着，控制电压设定部130基于更新后的V-F特性对VCO100的控制电压进行校正，并输出至DAC105(S209)。此处，控制电压设定部130能在VCO100输出线性调频信号的期间决定下一个线性调频信号的控制电压。由于频率检测部214能根据瞬时相位检测出瞬时频率，因此控制电压设定部130能按时间依次更新LUT120。

DAC105将从MCU180的控制电压设定部130输出的数字的控制电压转换成模拟的控制电压，并输出至LPF110。LPF110去除从DAC105输出的控制电压的高频分量，对控制电压进行平滑化。然后，LPF110将平滑化后的控制电压输出至VCO100。

VCO100根据从LPF110输出的控制电压生成线性调频信号。此处，基于更新后的V-F特性对来校正控制电压，因此VCO100能生成线性度高的线性调频信号。

图5是表示实施方式1所涉及的信号生成电路及现有发明(专利文献1的发明)的信号生成电路中的V-F特性的更新时刻的图。利用图5来说明实施方式1所涉及的信号生成电路的效果。图5中，纵轴表示信号生成电路的温度，横轴表示时间。图5中，黑色三角的标记表示现有发明的信号生成电路更新V-F特性的时刻，黑色圆的标记表示实施方式1所涉及的信号生成电路更新V-F特性的时刻。如图5所示，从10Δt到20Δt的期间，信号生成电路发生急剧变化，因此该期间中VCO100的V-F特性也大幅变化。另外，以下，无论是实施方式1所涉及的信号生成电路还是现有发明的信号生成电路，均以每隔Δt生成线性调频信号的情况来进行说明。

此处，现有发明的信号生成电路如段落[0014]中已说明的那样，为了求得V-F特性，需要生成多次线性调频信号。此处，设为根据10次的线性调频信号来计算V-F特性的情况。于是，由于每隔Δt生成线性调频信号，因此每隔10Δt更新V-F特性。

由此，现有发明的信号生成电路为了求得V-F特性需要生成10次线性调频信号，因此在图5中温度急剧变化的从Δ10t到Δ20t的期间，不能更新V-F特性，无法对线性调频信号的误差进行补偿。

另一方面，实施方式1所涉及的信号生成电路如段落[0060]中已说明的那样，能根据一次的线性调频信号计算V-F特性。因此，如图5所示，能每隔Δt对V-F特性进行更新，因此即使在温度发生变化的期间(图5中从Δ10t到Δ20t的期间)，也能对线性调频信号的误差进行补偿。

图6是表示由实施方式1所涉及的信号生成电路生成的线性调频信号的图。纵轴表示频率，横轴表示时间。实线表示实施方式1所涉及的信号生成电路所生成的线性调频信号，虚线表示现有发明的信号生成电路所生成的线性调频信号。可知实线相比于虚线，线性调频信号的线性度较高。

另外，此处，作为外部干扰示出了温度发生变化的情况，但在由于从其他设备辐射的电磁波、VCO100的历时老化等而导致VCO100的V-F特性发生变化的情况下，本发明也能对线性调频信号的误差进行补偿。

如上所述，根据实施方式1，构成为对VCO100的输出信号进行正交解调，生成相互正交的同相信号和正交信号，基于同相信号和正交信号检测VCO100的输出信号的频率，导出VCO100的V-F特性，因此本发明的信号生成电路即使在因外部干扰而导致VCO100的V-F特性急剧变化的情况下，也能在每次输出线性调频信号时导出VCO100的V-F特性，能对线性调频信号的误差进行补偿。

根据实施方式1，是利用VCO100的输出信号对存储于LUT120的V-F特性进行更新的结构，因此能在不停止线性调频信号的输出的情况下对线性调频信号的误差进行补偿。

并且，根据实施方式1，利用MCU180，将正交解调部200、LPF210、LPF211、相位检测部212、频率检测部214及控制电压设定部130在MCU180上作为软件一体构成，因此能缩小信号生成电路的电路规模。

另外，此处示出了控制电压设定部130、正交解调部200、LPF210、LPF211、相位检测部212、频率检测部214及控制电压设定部130在MCU180上一体构成的示例，但它们也可以分别利用单独的数字电路、模拟电路来构成。

此外，控制电压设定部130、正交解调部200、LPF210、LPF211、相位检测部212、频率检测部214及控制电压设定部130也可以由FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)构成。

实施方式1所涉及的信号生成电路是利用乘法器140及本地振荡器150对分频器115的输出信号进行频率转换，并输出至ADC170的结构，但在能利用分频器115将频率转换成ADC170可读取的频率为止的情况下，也可以是省略了乘法器140及本地振荡器150的结构。

控制电压设定部130构成为利用LUT120设定控制电压，但也可以是在不利用LUT120的情况下设定控制电压的结构。也可以是不将V-F特性作为表格进行保存，而在设定控制电压时利用运算处理求出V-F特性，并设定控制电压的结构。

实施方式2

实施方式1中示出了如下结构：利用LPF210、LPF211对从正交解调部200输出的信号去除高频分量(不需要的波分量)，提取出差频分量(所需要的波分量)。实施方式2中，示出了在不利用LPF210、LPF211的情况下提取所希望的波分量的结构。

图7是表示实施方式2所涉及的信号生成电路的一个结构例的结构图。

此外，图7中与图1相同的标号表示相同或相当部分，并省略说明。图7中I表示从分频器116输出的同相信号，Q表示从分频器116输出的正交信号。IN_MCU_I表示输入至MCU181的同相信号，IN_MCU_Q表示输入至MCU181的正交信号，OUT_MCU表示从MCU181输出的信号。

与实施方式1的结构相比，实施方式2的信号生成电路在以下点上不同：具备输出同相信号及正交信号的分频器116以取代分频器115，具备乘法器140a及乘法器140b以取代乘法器140，具备LPF160a及LPF160b以取代LPF160，具备ADC170a及ADC170b以取代ADC170，具备MCU181以取代MCU180。

乘法器140a及乘法器140b与乘法器140相同。LPF160a及LPF160b与LPF160相同。ADC170a及ADC170b与ADC170相同。

分频器116是对VCO100的输出信号进行分频，将分频后的信号作为同相信号及正交信号进行输出的分频器。也就是说，分频器116是具有正交解调功能的振荡器。

图8是表示实施方式2所涉及的信号生成电路的MCU181的一个结构例的结构图。

与实施方式1的结构相比，实施方式2的MCU181在以下点上不同：具备第1正交解调部200a及第2正交解调部200b以取代正交解调部200，追加了加法器213及减法器216，省略了LPF210、LPF211。

第1正交解调部200a及第2正交解调部200b与正交解调部200相同。

加法器213是对两个信号进行相加的电路。加法器213的功能由MCU180的软件处理来实现。另外，加法器213可以由模拟电路或数字电路构成。

减法器216是对两个信号进行相减的电路。加法器216的功能由MCU180的软件处理来实现。另外，加法器216可以由模拟电路或数字电路构成。

接着，对实施方式2所涉及的信号生成电路的动作进行说明。

DAC105、LPF110、VCO100及本地振荡器150的动作与实施方式1相同，因此省略说明。

分频器116对VCO100的输出信号进行分频，将分频后的信号作为相互正交的同相信号及正交信号进行输出。

乘法器140a将分频器116分频后的信号与本地振荡器150的输出信号相乘，并输出通过相乘而进行了频率转换的信号。乘法器140b将分频器116分频后的信号与本地振荡器150的输出信号相乘，并输出通过相乘而进行了频率转换的信号。

LPF160a去除乘法器140a的输出信号的高频分量。LPF160b去除乘法器140b的输出信号的高频分量。

ADC170a将LPF160a的输出信号从模拟信号转换成数字信号，并输出至MCU181的第1正交解调部200b。ADC170b将LPF160b的输出信号从模拟信号转换成数字信号，并输出至MCU181的第2正交解调部200b。

从ADC170a输出的信号(IN_MCU_I)由式(10)表示。

[数学式10]

Si＝cos(2π(f_vco/N-f_xo)t)…(10)

从ADC170b输出的信号(IN_MCU_Q)由式(11)表示。

[数学式11]

Sq＝sin(2π(f_vco/N-f_xo)t)…(11)

本地振荡器206a将频率为f_LO的本地信号输出至90°相移分配器208a。90°相移分配器208a将本地信号分配为具有90°相位差的两个信号，生成cos波(cos(2πf_LOt))及sin波(sin(2πf_LOt))。

乘法器202a将cos波(cos(2πf_LOt))与ADC170a的输出信号(Si)相乘，将相乘得到的信号(Sii)输出至加法器213。Sii由式(12)表示。

[数学式12]

Sii＝0.5{cos(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t+cos(2π(f_vco/N-f_xo+f_LO)t)}…(12)

乘法器204a将sin波(sin(2πf_LOt))与ADC170a的输出信号(Si)相乘，将相乘得到的信号(Siq)输出至减法器214。Siq由式(13)表示。

[数学式13]

Siq＝0.5{-sin(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t+sin(2π(f_vco/N-f_xo+f_LO)t)}…(13)

本地振荡器206b将频率为f_LO的本地信号输出至90°相移分配器208b。90°相移分配器208b将本地信号分配为具有90°相位差的两个信号，生成cos波(cos(2πf_LOt))及sin波(sin(2πf_LOt))。

乘法器202b将cos波(cos(2πf_LOt))与ADC170b的输出信号(Sq)相乘，将相乘得到的信号(Sqi)输出至加法器213。Sqi由式(14)表示。

[数学式14]

Sqi＝0.5{sin(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t-sin(2π(f_vco/N-f_xo+f_LO)t)}…(14)

乘法器204a将sin波(sin(2πf_LOt))与ADC170b的输出信号(Sq)相乘，将相乘得到的信号(Sqq)输出至减法器216。Sqq由式(15)表示。

[数学式15]

Sqq＝0.5{cos(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t-cos(2π(f_vco/N-f_xo+f_LO)t)}…(15)

加法器213将Sii与Sqq相加，将相加得到的信号输出至相位检测部214。相加得到的信号由式(16)表示。通过将Sii与Sqq相加，从而使不需要的高频分量被抵消，因此无需用于去除高频分量的低通滤波器。

[数学式16]

Sii+Sqq＝cos(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t)…(16)

减法器216从Sqi减去Siq，将相减得到的信号输出至相位检测部214。相减得到的信号由式(17)表示。通过从Sqi减去Siq，从而不需要的高频分量被抵消，因此无需用于去除高频分量的低通滤波器。

[数学式17]

Siq-Sqi＝sin(2π(f_vco/N-f_xo-f_LO)t)…(17)

此处，式(16)相当于实施方式1所说明的同相信号(式(5))，式(17)相当于实施方式1所说明的正交信号(式(6))。

之后的动作，也就是相位检测部212、频率检测部214及控制电压设定部130的动作与实施方式1相同，因此省略说明。

具有以上结构的实施方式2的信号生成电路与实施方式1起到同样的效果而不使用LPF210及LPF211。由此，能削减MCU181进行的LPF210及LPF211的运算处理，具有能减轻MCU181的运算处理的负荷的效果。特别在需要提高LPF210及LPF211的滤波次数的情况下，针对信号的运算处理变大，因此负荷减轻效果变大。

实施方式3

实施方式1示出了在MCU180内设有正交解调部200的结构。实施方式3示出了删除MCU180内的正交解调部200，而在MCU180外设置正交解调部200作为模拟电路的结构。

图9是表示实施方式3所涉及的信号生成电路的一个结构例的结构图。

此外，图9中与图1相同的标号表示相同或相当部分，并省略说明。图9中，IN_MCU_I表示输入至MCU182的同相信号，IN_MCU_Q表示输入至MCU182的正交信号，OUT_MCU表示从MCU181输出的信号。

与实施方式1的结构相比，实施方式3的信号生成电路在以下点上不同：具备正交解调部200以取代乘法器140及本地振荡器150，具备LPF160a及LPF160b以取代LPF160，具备ADC170a及ADC170b以取代ADC170，具备MCU182以取代MCU180。

图10是表示实施方式3所涉及的信号生成电路的MCU182的一个结构例的结构图。

与实施方式1的结构相比，实施方式2的MCU182在不具有正交解调部200这一点上不同。

接着，对实施方式3所涉及的信号生成电路的动作进行说明。

DAC105、LPF110、VCO100及本地振荡器115的动作与实施方式1相同，因此省略说明。

本地振荡器206将频率为f_LO的本地信号输出至90°相移分配器208。90°相移分配器208将本地信号分配为具有90°相位差的两个信号，生成cos波(cos(2πf_LOt))及sin波(sin(2πf_LOt))。

乘法器202将cos波与分频器115的输出信号相乘，并将相乘得到的信号作为同相信号输出至LPF160a。从乘法器202输出的信号由式(18)表示。

[数学式18]

Si＝0.5{cos(2π(f_vco/N-f_LO)t+cos(2π(f_vco/N+f_LO)t)}…(18)

乘法器204将sin波与分频器115的输出信号相乘，并将相乘得到的信号作为同相信号输出至LPF160b。从乘法器204输出的信号由式(19)表示。

[数学式19]

Sq＝0.5{-sin(2π(f_vco/N-f_LO)t+sin(2π(f_vco/N+f_LO)t)}…(19)

LPF160a去除乘法器140a的输出信号的高频分量。去除了高频分量的信号由式(20)表示。

[数学式20]

Si＝cos(2π(f_vco/N-f_LO)t)…(20)

LPF160b去除乘法器140b的输出信号的高频分量。去除了高频分量的信号由式(21)表示。

[数学式21]

Sq＝-sin(2π(f_vco/N-f_LO)t)…(21)

ADC170a将LPF160a的输出信号(式(20))从模拟信号转换成数字信号，并输出至MCU182的相位检测部212。ADC170b将LPF160b的输出信号(式(21))从模拟信号转换成数字信号，并输出至MCU182的相位检测部212。

之后的动作，也就是相位检测部212、频率检测部214及控制电压设定部130的动作与实施方式1相同，因此省略说明。

具有以上结构的实施方式3的信号生成电路也能起到与实施方式1相同的效果。并且，实施方式3的信号生成电路在MCU182的外部作为模拟电路设有正交解调部200，从而与在MCU182中作为数字处理进行正交解调的结构相比，能高速地进行正交解调。因此，即使是高速地进行频率调制的信号也能进行正交调制及正交解调。并且，实施方式3的信号生成电路中，MCU180中无需正交解调部200，因此能减轻MCU182中的数字处理的负荷。

另外，此处示出了利用了MCU182的结构，但也可以利用MCU181以取代MCU182。

标号说明

100 VCO

105 DAC

110、160、160a、160b、210、211 LPF

115、116 分频器

120 LUT

130 控制电压设定部

140、140a、140b、202、202a、202b、204、204a、204b 乘法器

170、170a、170b ADC

180、181、182 MCU

200、200a、200b 正交解调部

150、206、206a、206b 本地振荡器

208、208a、208b 90° 相移分配器

212 相位检测部

213 加法器

214 频率检测部

216 减法器