滤波器电路具有截止频率feut()ff，该截止频率低于与输出电压信号173的输出电压波形的最大上升率或下降率对应的输出电压波形频率fwf。图4中的曲线图180例示了来自第一逆变器输出相“U”的示例性逆变器输出波形173u，其是具有包括由于逆变器开关S7-S12的开关操作而引起的各种非理想因素和高频成分的波形的脉宽调制电压信号。此外，如图4可看到，电压信号173u具有最大上升或下降率，其被确定为最大波形坡度184除以相应的上升时间182的比率。类似的计算可用于评估向下的斜坡的最大下降率。在几千赫兹的脉宽调制开关频率的一个实施例中，信号173的PWM输出电压波形具有5MHz-10MHz的波形频率fwf。发明人认识到，需要高带宽模拟电路和高逆变器采样率，以准确地再现或量化具有这种高频成分的波形。然而，与此同时，高带宽感测电路对通常在电机驱动器和其他开关电源中发现的噪声特别敏感。因此，试图准确地再现逆变器输出频率波形173的非理想因素和高频成分的传统方法性能不佳，对于低调制指数操作尤其如此，在该低调制指数操作中基于输出电流的极性的补偿在低电流幅度处和在电流波形过零点附件受到影响，并且反射波影响变得更明显。
[0021]还参考图5，图2中的第一反馈电路级171的低通滤波器截止频率^。《有利地设置成低于波形频率fwf的值。此外，为了保持对电机驱动器的控制性，发明人还认识到，确定等价于实际PWM输出电压波形173的伏秒值能够通过控制器160为逆变器150的闭环操作提供合适反馈。图2中的电压跟随运算放大器174向第二电路级提供了相应的低通滤波输出电压信号175u、175v以及175w。图5中的曲线图186例示了由跟随器运算放大器电路174u提供的示例性滤波输出电压信号175u，其示出了通过使用低于波形频率fwf的截止频率的低通滤波器而在很大程度上被平滑了的初始信号173u的高频成分。在某些实施例中，在第一级171中模拟低通滤波器的截止频率f；ut()ff是约IMHz以下，优选地是约700kHz以下，更优选地是约500kHz以下，其中一个特定实施例提供了约600kHz至700kHz的低通截止频率。
[0022]因此，对输出电压波形信号173的模拟低通滤波有利地降低了反馈电路170对噪声的敏感性，并且还便于降低在模拟电路中的部件成本。例如，第一级运算放大器174在某些实现中具有在输出电压波形频率fwf以下的各个带宽。另外，能够在没有提供外部电容器的某些实现中设定RC低通滤波器频率，其中，能够根据相关联的运算放大器174的寄生电容(例如，第一相“U”的运算放大器174u的CIl)，通过调节电阻分压电路(例如R1-R3和R10)的值来设定截止频率feut()ff。就这一点而言，反馈电路输入带宽以及由第一级171提供的低通滤波的截止频率能够通过调节电阻分压电路电阻值和/或通过为级运算放大器174选择带宽来针对给定应用进行调整。
[0023]另外，如图2和图3可看到，全部地或部分地使用电压跟随器运算放大器电路174u-174w的内部电容Cl来设定低通滤波器截止频率1_?将有利地促进低通滤波电容的匹配，特别是在运算放大器174u-174w集成到单个集成电路封装174中的情况下，如图2和图3的虚线中所示。以这种方式，电路部件匹配便于降低在反馈电路170内的共模噪声问题，并且还促使第一电路级171中设置的各个低通滤波器电路的截止频率1_?均匀化。在实践中，对于小于IMHz的截止频率使用相对较高分压电阻值(例如，2M欧)意味着，需要相对较小的电容来设定低通滤波器截止频率。就这一点而言，第一级运算放大器174的寄生输入电容可以在几微微法拉或几十微微法拉的范围内(包括与至集成电路引脚和关联的电路板迹线的连接相关联的寄生电容)，因此寄生输入电容可适合于定义期望的低通滤波器截止频率f；ut()ff。可替代地，如图2和图3中所示，能够将外部电容(例如，图中虚线中所示的C1-C3)从第一级运算放大器174的同相输入端连接至电路地，以与寄生输入电容Cl一起设定低通滤波器截止频率
[0024]此外，在例示的实施例中，第一级运算放大器174的转换速率最好(相对于模拟带宽频率)足够高，以防止测量电压的失真:
[0025]转换速率多2 JifraVpeak
[0026]其中，Vpeak是应用于第一级171的电压(由于设置在第一级电路的输入端处的分压电阻网络，其是非常小的电压，例如，+/-1V(Vpeak= IV))的摆幅，以缓解信号的失真。
[0027]如图2中进一步示出的，在此示例中的第二电路级173提供了具有运算放大器177a和177b的模拟减法电路，每个运算放大器从跟随器电路174接收两个缓冲信号175并且提供缓冲线-线电压信号输出。在此示例中，例如，第一减法器或电路包括运算放大器177a和加法电阻器R13和R14，通过加法电阻器R13和R14，分别在运算放大器177a的同相输入端和反相输入端接收缓冲信号175u和175v。在运算放大器输出端与反相输入端之间形成包括R19与C6的并联组合的反馈电路，其中电容器C4连接在同相输入端与电路地之间。另外，运算放大器177a的同相输入端通过电阻器R17连接至参考电压12(Vref)。如此连接的第一运算放大器电路177a提供了缓冲输出电压(u’ - V’+Vref)，其表示逆变器输出相“U”和相“V”之间的线-线电压加上参考电压12所提供的偏置量。按照运算放大器电路通过双轨(双极)电源供电的方式，经由参考12的偏置能够用于使缓冲输出175uv与通过单轨电源来供电的转换器电路(A/D) 176a接口。根据两个或更多个线-中性点或线-地信号175u、175v和/或175w来产生线-线信号175uv的过程中使用不同偏置(或不使用偏置)的其他实现是可能的。此外，在图2的示例中，第二减法器电路包括电阻器R15、R16、R18以及R20和电容器C5和C7以及第二运算放大器177b，以提供缓冲线-线电压信号175w，其表示基于信号175v和175w由参考量12偏置的在相“V”与相“W”之间的电压。
[0028]Α/D转换器176a和176b以高于低通滤波器截止频率feut()ff的采样频率f s对来自模拟减法器电路172的缓冲线-线电压信号175uv和175w进行接收并且采样。转换器176将每个采样的线-线电压的多个采样值提供至逆变器开关控制部件166的微处理器178，用于进一步处理和闭环控制操作，以控制逆变器150。具体地，在此示例中的处理器178被编程，以根据来自转换器176的至少一些采样值来确定所关注的一个或更多个线-线电压的估计伏秒值，以助于输出电压反馈进而控制开关逆变器150。就这一点而言，在相“W”与相“U”之间的线-线电压值能够由处理器178基于与其余两个线-线电压相关联的接收采样值来得到，或者能够为第三运算放大器电路177设置相关联的Α/D转换器176，以将第三线-线电压的采样值提供至处理器178。
[0029]图3例示了具有如上面结合图2描述的第一级模拟电路171的替代实施例，其中，三个Α/D转换器176u、176v和176w被设置成对缓冲且滤波后的线-中性点或线_地信号175u、175v和175w分别进行采样和转换，并且将相应的采样值提供至处理器178。通过这些采样值，控制器160能够确定任意期望的线-线电压。
[0030]因此，对感测的逆变器输出电压信号173的低通滤波有助于抗噪声干扰，同时还允许对逆变器操作进行闭环反馈控制。就这一点而言，所公开的技术没有以数字形式再现实际脉宽调制输出电压波形，而是产生具有等价的伏秒值的更低频率波形的估计，然后该估计被控制器162用于反馈，以操作电机驱动器110。此方法不需要高带宽运算放大器174、177或其他高带宽电路。此外，与传统方法相比，所公开的技术有利于转换器176使用更低的采样频率。为了便于准确再现滤波信号175，优选地，将转换器176的采样率设置成至少是低通滤波器截止频率的两倍(fs> 2f eutoff)，并且优选地，转换器采样率至少是低通滤波器截止频率的10-20倍(fs^ 1f eutoff)，以缓解混叠问题(aliasing problem)。例如，在一个可能实现中，10-20MHZ的采样频率能够与约IMHz以下的低通滤波器截止频率结合使用。
[0031]再参考图6，曲线图190例示了在脉宽调制周期Tpwm上与逆变器输出的相“U”的输出电压对应的滤波波形175u曲线图。在操作中，处理器178被编程，以根据来自转换器176的至少一些采样值来确定所关注的相电压(例如，利用图3的电路)或所关注的线-线电压(例如，利用图2或图3的电路)的估计伏秒值，以用于输出电压反馈从而控制开关逆变器150。在一个可能的实现中，处理器176在脉宽调制周期TpwJ:对来自与所关注的相电压或线-线电压对应的一个或更多个转换器176的一些采样值或全部采样值取平均(例如，对采样值的绝对值取平均)，以计算估计伏秒值。如之前所提及，本公开不是执行高带宽模拟信号处理和高速采样以再现具有所有非理想因素和高频成分的初始输出电压脉宽调制波形，而是允许将反馈系统减慢至所关注频率范围并且使