用所得到的用于反馈控制的伏秒估计来在不明显牺牲反馈控制准确性的情况下促使成本降低和改善噪声抗扰性。在一个可能的示例中，Α/D转换器176的采样频率fs是脉宽调制频率的约10倍或更大(采样周期TCAmE< 0.1TpJ，并且处理器178在脉宽调制周期期间对至少一些采样值进行累加以提供累加总值(例如，对于所关注的至少一个线-线或线-中性点或线-地电压值)，并且将累加总值除以PWM周期中的采样数量，以提供感兴趣的相电压或线-线电压的估计伏秒值。就这一点而言，尽管能够使用便于估计伏秒电压值的任意合适形式的求平均方法，但处理器178有利地累加来自转换器176的采样的绝对值。
[0032]此外，在某些实施例中，如图6中所示，处理器178避免累加落入预定范围192内的采样值。就这一点而言，对于特定采样周期，处理器178在给定采样值被确定为在范围192内的情况下能够避免将该给定采样值加至累加总值和/或能够仅仅将“O”加至该总值。范围192可以是任意预定范围，优选包括表示在对应于OV的值的两侧上的正电压和负电压的值。在例示的示例中，正阈值TH+192a设置成在表示OV以上的值，而负阈值TH_192b设在O值以下，但范围192不需要关于零电压水平对称。此技术有利地降低了噪声的影响并且防止了在PWM周期期间在所计算的伏秒或平均电压值中的DC偏置。在图6的示例中，在从Tl至T2的时间范围期间采样值被累加，但处理器178避免累加从T2至T3的采样，原因是这些值在范围192内。之后，处理器178累加从T3至T4的采样值，然后避免累加T4之后的采样，原因是它们在预定范围192内。就这一点而言，发明人已认识到，通常的电压源型逆变器(VSI，voltage sourceinverter)的线-线电压仅具有某些离散电平(例如，对于两电平VSI，两个非零电平(+DC，-DC))，因此能够将落入适当定义的阈值范围172内的采样值假设为零，由此避免累加这样的采样值以缓解对所计算的伏秒值的测量值的噪声影响。
[0033]图7例示了用于估计PWM逆变器(例如，上面的逆变器150)的输出电压的处理或方法200。尽管方法200例示并且描述为一系列动作和事件，但本公开的方法不受这种动作或事件的例示顺序的限制，除非本文有明确说明。除非下文中明确提供，否则，除了本文所例示并且描述的那些动作和事件，一些动作或事件可以以不同的顺序出现和/或与其他动作或事件同时出现，并且实现根据本公开的处理或方法不一定需要所有例示的步骤。例示的方法可以硬件、处理器执行的软件或固件或其结合的方式实现，以提供如本文所描述的逆变器输出电压反馈和闭环逆变器控制，并且各种实施例或实现包括具有用于执行例示的和描述的方法的计算机可执行指令的非易失性计算机可读介质。例如，方法200使用本文所描述的模拟电路和处理器178，利用用于伏秒值计算的程序指令，通过存储在与处理器178相关联的电子存储器中各种数据来实现，但是方法200能够在其他系统(包括但不限于本文中所例示并且描述的那些系统)中实现。
[0034]在图7的202中，例如，使用上述的第一级RC低通滤波器电路171，在与初始输出电压波形的最大上升或下降率对应的输出电压波形频率以下的截止频率处，对一个或更多个电压信号进行低通滤波，并且在204处使用低带宽模拟电路来缓冲滤波后输出电压信号。例如，图2和图3的电压跟随器运算放大器电路174能够用于缓冲如上所述的滤波后输出信号。在图7的206处，例如，使用在上面结合图2例示和描述的第二级模拟电路172，从缓冲的信号可选地产生线-线电压信号。例如，当使用上面的图3中的电路时，该步骤可以省略。
[0035]在208处，在低通滤波器截止频率以上的采样频率下，对线-线电压信号(如图2中所示，或图3中的线-中性点信号或线-地信号)进行采样，以提供多个采样值。在210处，贯穿每个PWM周期来累加采样值(例如，累加采样的绝对值)，可选择地排除对落入零附近的阈值范围(例如，在上面的图6中的阈值范围192)内的采样的累加。在图7的220中，给定PWM周期的累加总值除以该周期的采样数，以为逆变器的闭环控制提供估计的伏秒值。
[0036]上述技术有利地为脉宽调制逆变器150的输出提供了更高的抗噪声干扰反馈估计，从而有助于对电机驱动器110的闭环控制，同时还有助于降低部件成本。另外，能够对与初始PWM输出电压波形对应的等效伏秒值进行估计，且不像试图准确再现PWM波形的高频成分的传统方法那样需要高采样率转换器结构。就这一点而言，实现高带宽输入级的传统目标防止或抑制了使用高感测电阻的能力，原因是相对于低通滤波，感测电阻越高，则寄生运算放大器输入电容的影响越显著。因此，新方法(降低第一级的带宽)有助于在第一级使用更高的感测电阻。可选地使用运算放大器174的内部寄生电容来设置低通滤波器截止频率，从而避免或缓解外部电容器的电容变化的可能性，特别是在缓冲运算放大器174在单个集成电路封装内形成的情况下(例如，如上面的图2和图3中所示)。例如，外部电容器通常具有1%或更高容差，其中运算放大器输入端的内部寄生电容是容易预测的。另夕卜，本公开的各种概念适用于电机驱动器和其他高噪声开关电源应用。例如，共模噪声在电机驱动器应用中通常是显著的，其中，在单个集成电路封装中设置所有第一级运算放大器174将依赖于寄生输入电容，其中硅上的电容具有非常高的容差(良好的电容组件匹配)。因此，在逆变器150的三个输出相两端产生的任何共模噪声具有抵消共模噪声的平衡阻抗(优于在第一级171使用外部电容器的情况)。因此，与传统技术相比，使用内部寄生电容器的设计将更少受共模噪声的影响。此外，所公开的设计有利地通过使用内部寄生电容器和精密电阻器R1-R12在无共模噪声或共模噪声很少的情况下进行操作，其中，这些输入电路的精密电阻器能够在电容器可用的较高容差下来容易地获得。就这一点而言，可以以相对较低的成本获得用于输入电路R1-R12的0.1 %电阻器。
[0037]上面的示例仅例示了本公开的不同方面的几个可能实施例，其中，本领域的技术人员在阅读并且理解了此说明书和附图时，可以进行各种等效修改和替代。尤其是关于上述部件(组件、器件、系统、电路等)所执行的各种功能，用于描述这种部件的术语(包括对“装置”的引用)除非另有说明否则意在对应于执行该部件的特定功能任何部件(即，功能等价)，例如，硬件、处理器执行软件或其结合，即使其在结构上并不等价于执行本公开的示例实施方式中的功能的所公开结构。另外，尽管相对于几个实现中的仅一个实现公开了本公开的特定特征，但这样的特征可以与其他实现中的一个或更多个其他特征结合，只要对于任意给定的或特定的应用这样的结合是符合期望的并且是有利的即可。另外，就在【具体实施方式】和/或权利要求中使用的术语“包括(including，includes) ”，“具有(have，has，with) ”或其变形而言，这样的术语意在以类似于术语“包含(comprising) ”的方式包括在内。
【主权项】
1.一种用于估计脉宽调制逆变器(150)的输出电压(Vu，Vv，Vw)的方法(200)，所述方法(200)包括: 对脉宽调制逆变器(150)的多个输出电压信号(173u，173v, 173w)使用相应的多个低通滤波器电路(171)分别进行低通滤波(202)，所述多个低通滤波器电路(171)具有低于与所述输出电压信号(173u，173v，173w)的输出电压波形的最大上升率或最大下降率对应的输出电压波形频率(fwf)的低通滤波器截止频率(Iutoff); 对经低通滤波的输出电压信号使用相应的多个模拟缓冲电路(174u，174v, 174w)分别进行缓冲(204)，以提供多个缓冲电压信号(175); 在高于所述低通滤波器截止频率(Iutoff)的采样频率(fs)下，对至少一些缓冲电压信号(175)进行采样(208)，以提供多个采样值； 使用至少一个处理器(178)，根据至少一些采样值来确定(210，212)所关注的相电压或线-线电压的估计伏秒值。
2.根据权利要求1所述的方法(200)，包括，使用所述至少一个处理器(178)，在脉宽调制周期上对与所关注的相电压或线-线电压对应的至少一些采样值求平均，以计算所述估计伏秒值。
3.根据权利要求2所述的方法(200)，其中，对与所关注的相电压或线-线电压对应的至少一些采样值求平均包括: 使用所述至少一个处理器(178)，在所述脉宽调制周期上，将与所关注的相电压或线-线电压对应的至少一些采样值累加(210)，以提供针对所述脉宽调制周期的累加总值；以及 使用所述至少一个处理器(178)，将所述累加总值除以(212)针对所述脉宽调制周期的采样数量，以提供针对所述相电压或所述线-线电压的估计伏秒值。
4.根据权利要求3所述的方法(200)，包括:避免累加落入预定范围(192)内的采样值，所述预定范围包括表示正电压和负电压的值。
5.根据权利要求4所述的方法(200)，包括: 使用模拟减法器电路(172)将所述缓冲电压信号(175)中的至少两个合并(206)，以提供缓冲线-线电压信号(175uv); 以所