低压差线性稳压器及其工作模式切换方法与流程

本公开涉及电子技术领域，具体地，涉及一种低压差线性稳压器及其工作模式切换方法。

背景技术：

在片上系统(System on Chip，SOC)等应用中，部分低压差线性稳压器(Low Dropout Linear Regulator，LDO)会进入休眠模式，在休眠模式下，LDO的静态功耗需要尽可能地低，以提高效率并延长电池的工作时间。通常要求LDO能够平稳地进入和退出休眠模式，且不影响其输出电压性能。

现有的一种设计如图1所示，其采用两个LDO并联的方式来达到LDO在正常模式和休眠模式之间切换的目的。如图1所示，放大器OP1、功率管M1、电阻R1、R2以及外置输出电容Cout构成了主LDO，其工作于正常模式，采用较大的偏置电流，得到较高的带宽，以提供中等到重度负载的LDO良好的输出瞬态特性。放大器OP2、功率管MP2、电阻R1、R2以及外置输出电容Cout构成了副LDO，其工作于休眠模式，采用较低的偏置电流，得到的带宽较低，但是由于其工作于轻载状态，所以输出电压Vout基本维持。Vdd为工作电压，电阻R1、R2为分压电阻，用于产生反馈电压VFB，信号Vref1、Vref2为两个LDO的输入参考电压。SLEEP信号为休眠模式控制信号，当SLEEP为高电平时，副LDO工作，主LDO关闭；当SLEEP为低电平时，主LDO工作，副LDO关闭。

图1所示的设计能够借助外置输出电容Cout来确保输出电压Vout在切换时受到的影响很小。例如，假设LDO的负载电流Iload为100uA，外置输出电容Cout为1μF，休眠模式启动的副LDO需要建立的时间t假定为10μs，那么在这期间输出电压Vout的跌落约为：

可见，由于外置输出电容Cout的存在，正常模式向休眠模式的切换对输出电压Vout的影响很小。

然而，如果不存在外置输出电容Cout，那么图1所示的设计将会导致输出电压Vout的大幅跌落。例如，假设负载电流Iload为100uA，无外置输出电容，内置输出电容Cint为100pF，休眠模式启动的副LDO需要建立的时间t假定为10μs，那么输出电压Vout的跌落约为：

由于在实际的SOC应用中，LDO的正常输出电压Vout远远低于10V，因此在无外置输出电容Cout的情况下，输出电压Vout早已跌落至零，可见在这种情况下对输出电压Vout的影响是很大的。在这种情况下，SLEEP信号和输出电压Vout的示意波形如图2所示。

技术实现要素：

本公开的目的是提供一种低压差线性稳压器及其工作模式切换方法，其能够在无外置输出电容的情况下确保LDO平稳地进入和退出休眠模式。

为了实现上述目的，本公开提供一种低压差线性稳压器，包括：

功率管，该功率管包括栅极、作为所述低压差线性稳压器的电压输入端的输入端子和作为所述低压差线性稳压器的电压输出端的输出端子；

内置输出电容，该内置输出电容连接在所述功率管的输出端子与地之间；

放大器，该放大器的正相输入端用于接收电压参考信号、输出端用于控制所述功率管的栅极电压；

负反馈电路，用于采集所述功率管的输出端子处的电压并将采集到的电压反馈给所述放大器的反相输入端；

偏置电路，用于接收工作模式切换控制信号，基于所述工作模式切换控制信号向所述放大器提供相应的阶梯变化偏置电流来控制所述低压差线性稳压器的工作模式切换。

可选地，所述偏置电路用于：

在所述工作模式切换控制信号指示从正常模式切换到休眠模式时，向所述放大器提供从第一偏置电流阶梯变化到第二偏置电流的偏置电流，来控制从所述正常模式向所述休眠模式的切换，其中所述第一偏置电流大于所述第二偏置电流；以及

在所述工作模式切换控制信号指示从所述休眠模式切换到所述正常模式时，向所述放大器提供从所述第二偏置电流阶梯变化到所述第一偏置电流的偏置电流，来控制从所述休眠模式向所述正常模式的切换。

可选地，所述偏置电路包括：

多个第一开关和多个偏置电流源，所述多个第一开关和所述多个偏置电流源一一对应地串联连接所形成的回路之间进行并联；

第一选通子电路，用于基于所述工作模式切换信号来逐次选通相应的第一开关，使得与被选通的第一开关串联的偏置电流源所提供的偏置电流之和被提供给所述放大器，以控制所述低压差线性稳压器的工作模式切换。

可选地，该低压差线性稳压器还包括频率补偿电路，用于对所述放大器进行频率补偿。

可选地，所述频率补偿电路包括串联连接的补偿电容子电路和补偿电阻子电路，其中，所述补偿电阻子电路所提供的补偿电阻值随着所述相应的阶梯变化偏置电流而变化。

可选地，所述补偿电阻子电路包括：

多个第二开关和多个电阻器，所述多个第二开关和所述多个电阻器一一对应地串联连接所形成的回路之间进行并联；

第二选通子电路，用于基于所述工作模式切换信号来逐次选通相应的第二开关，使得与被选通的第二开关串联的电阻器所提供的电阻值满足所述相应的阶梯变化偏置电流情况下的频率补偿要求。

可选地，所述功率管为NMOS管或PMOS管。

根据本公开的又一实施例，提供一种用于低压差线性稳压器的工作模式切换方法，该方法包括：

接收工作模式切换控制信号；

基于所述工作模式切换控制信号向所述低压差线性稳压器的放大器提供相应的阶梯变化偏置电流，来控制所述低压差线性稳压器的工作模式切换，其中所述放大器的正相输入端用于接收电压参考信号，所述放大器的反相输入端用于接收所述低压差线性稳压器的负反馈电路采集的所述低压差线性稳压器的功率管的作为所述低压差线性稳压器的电压输出端的输出端子处的电压，所述放大器的输出端用于控制所述功率管的栅极电压。

可选地，所述基于所述工作模式切换控制信号向所述低压差线性稳压器的放大器提供相应的阶梯变化偏置电流，来控制所述低压差线性稳压器的工作模式切换，包括：

在所述工作模式切换控制信号指示从正常模式切换到休眠模式时，向所述放大器提供从第一偏置电流阶梯变化到第二偏置电流的偏置电流，来控制从所述正常模式向所述休眠模式的切换，其中所述第一偏置电流大于所述第二偏置电流；以及

在所述工作模式切换控制信号指示从所述休眠模式切换到所述正常模式时，向所述放大器提供从所述第二偏置电流阶梯变化到所述第一偏置电流的偏置电流，来控制从所述休眠模式向所述正常模式的切换。

可选地，所述低压差线性稳压器还包括对所述放大器进行频率补偿的频率补偿电路，所述频率补偿电路包括串联连接的补偿电容子电路和补偿电阻子电路，该方法还包括：

控制所述补偿电阻子电路所提供的补偿电阻值随着所述相应的阶梯变化偏置电流而变化。

上述技术方案具有以下有益效果：(1)由于采用了内置输出电容Cint，因此大大减小了低压差线性稳压器芯片外围的空间占用率，且不会对印刷线路板的布局和布线产生影响。(2)由于偏置电路20能够基于接收到的工作模式切换控制信号SLEEP向放大器OP1提供相应的阶梯变化偏置电流，也即在LDO的工作模式切换期间，偏置电路20提供给放大器OP1的偏置电流是阶梯变化的，而不是突变变化的，因此能够避免LDO输出电压Vout的过大跌落和过冲，确保工作模式切换期间LDO输出电压的平稳性。

本公开的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

附图是用来提供对本公开的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开，但并不构成对本公开的限制。在附图中：

图1是一种现有LDO电路图。

图2是图1所示的LDO电路的SLEEP信号和输出电压Vout的示意波形图。

图3是根据本公开一种实施例的低压差线性稳压器的示例电路图。

图4是根据本公开一种实施例的低压差线性稳压器中的偏置电路的示意电路图。

图5是根据本公开一种实施例的低压差线性稳压器的工作模式切换控制信号、选通信号和偏置电流的示意波形图。

图6是根据本公开又一实施例的低压差线性稳压器的示例电路图。

图7是根据本公开一种实施例的低压差线性稳压器中的补偿电阻子电路的示意电路图。

图8是根据本公开一种实施例的低压差线性稳压器的输出电压示意波形图。

图9是根据本公开一种实施例的用于低压差线性稳压器的工作模式切换方法的流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本公开的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开，并不用于限制本公开。

根据本公开的一种实施例，提供一种低压差线性稳压器。如图3所示，该低压差线性稳压器包括：

功率管M1，该功率管M1包括栅极、作为所述低压差线性稳压器的电压输入端的输入端子vdd和作为所述低压差线性稳压器的电压输出端的输出端子Vout；

内置输出电容Cint，该内置输出电容Cint连接在所述功率管M1的输出端子Vout与地之间；

放大器OP1，该放大器OP1的正相输入端用于接收电压参考信号Vref、输出端用于控制所述功率管M1的栅极电压；

负反馈电路10，用于采集所述功率管M1的输出端子Vout处的电压并将采集到的电压VFB反馈给所述放大器OP1的反相输入端；

偏置电路20，用于接收工作模式切换控制信号SLEEP，基于所述工作模式切换控制信号SLEEP向所述放大器OP1提供相应的阶梯变化偏置电流来控制所述低压差线性稳压器的工作模式切换。

上述技术方案具有以下有益效果：(1)由于采用了内置输出电容Cint，因此大大减小了低压差线性稳压器芯片外围的空间占用率，且不会对印刷线路板的布局和布线产生影响。(2)由于偏置电路20能够基于接收到的工作模式切换控制信号SLEEP向放大器OP1提供相应的阶梯变化偏置电流，也即在LDO的工作模式切换期间，偏置电路20提供给放大器OP1的偏置电流是阶梯变化的，而不是突变变化的，因此能够避免LDO输出电压Vout的过大跌落和过冲，确保工作模式切换期间LDO输出电压的平稳性。

在一种可能的实施方式中，如图3所示，负反馈电路10可以由串联连接的电阻实现。本领域技术人员应当理解的是，图3所示的负反馈电路10仅是示例，本公开实施例不对负反馈电路的具体实现形式进行限制。

在一种可能的实施方式中，所述偏置电路20可以用于：(1)在所述工作模式切换控制信号指示从正常模式切换到休眠模式时，向放大器OP1提供从第一偏置电流阶梯变化到第二偏置电流的偏置电流，来控制从所述正常模式向所述休眠模式的切换，其中所述第一偏置电流大于所述第二偏置电流；以及(2)在所述工作模式切换控制信号指示从所述休眠模式切换到所述正常模式时，向放大器OP1提供从所述第二偏置电流阶梯变化到所述第一偏置电流的偏置电流，来控制从所述休眠模式向所述正常模式的切换。

例如，假设在LDO的正常工作模式下(例如SLEEP信号为低电平时)，偏置电路20提供给放大器OP1的偏置电流是1μA，整个LDO的不带负载工作电流约为100μA，在LDO的休眠模式下(例如，SLEEP信号为高电平)，偏置电路提供给放大器OP1的偏置电流为62nA，整个LDO的不带负载工作电流约为6μA，则当LDO从正常工作模式切换到休眠模式时，偏置电路20提供给放大器OP1的偏置电流不是直接从1μA变成62nA，而是例如从1μA变化到500nA然后变化到250nA然后变化到125nA最后变化到62nA，也即阶梯性地从1μA变化到62nA，这样就不会因偏置电流的突变而导致输出电压Vout的过大跌落，这是因为，在不同的偏置电流状态下，LDO的各个器件的工作状态是不一样的，每个器件的工作点从一种状态切换到另一个状态是需要一定的建立时间的，而偏置电流的这种阶梯性变化则能够确保LDO内各个器件从一种状态向另一种状态的平稳变化。LDO从休眠模式切换到正常工作模式的情况与上面描述的LDO从正常工作模式切换到休眠模式的情况类似，此处不再赘述。

另外，本领域技术人员应当理解的是，上面描述的偏置电流1μA→500nA→250nA→125nA→62nA的变化情况仅是示例，实际上，根据实际的设计需求，偏置电流的阶梯性变化可以遵循线性变化规律或者任何的其他变化规律，本公开实施例对此不做限制。

另外，可以采用各种各样的电路形式来实现偏置电路20的上述功能。图4示出了偏置电路20的其中一种电路实现方式。如图4所示，该偏置电路20可以包括：

多个第一开关S1,S2,S3,…Sn-1,Sn和多个偏置电流源I1,I2,I3,…In-1,In，所述多个第一开关S1,S2,S3,…Sn-1,Sn和所述多个偏置电流源I1,I2,I3,…In-1,In一一对应地串联连接所形成的回路之间进行并联；

第一选通子电路MUX1，用于基于所述工作模式切换信号SLEEP来逐次选通相应的第一开关，使得与被选通的第一开关串联的偏置电流源所提供的偏置电流之和被提供给所述放大器OP1，以控制所述低压差线性稳压器的工作模式切换。

其中，在图4所示的电路图中，与被选通的第一开关串联的偏置电流源所提供的偏置电流之和流经由MN10和MN20构成的NMOS电流镜以及由MP10和MP20构成的PMOS电流镜后被提供给放大器OP1。另外，T11,T12,…T1n-2,T1n-1等是其中一组选通信号，用于选通相应的第一开关，以实现例如从正常工作模式向休眠模式的切换，而T21,T22,…T2n-2,T2n-1等是另一组选通信号，用于选通相应的第一开关，以用于实现从例如休眠模式向正常工作模式的切换。本领域技术人员应当理解的是，虽然各组选通信号的数量均小于第一开关的数量，但是实际上，各组选通信号的数量也可以等于第一开关的数量，这依据第一选通电路的实际设计而定。

以下以在LDO的正常工作模式下(例如SLEEP信号为低电平时)偏置电路20提供给放大器OP1的偏置电流是1μA、在LDO的休眠模式下(例如，SLEEP信号为高电平)偏置电路提供给放大器OP1的偏置电流为62nA、当LDO从正常工作模式切换到休眠模式时偏置电路20提供给放大器OP1的偏置电流的变化是1μA→500nA→250nA→125nA→62nA、当LDO从休眠模式切换到正常工作模式时偏置电路20提供给放大器OP1的偏置电流的变化是62nA→125nA→250nA→500nA→1μA为例，对图4所示偏置电路的工作原理进行描述。在这种情况下，图4所示的偏置电路20可以被配置成包括5个偏置电流源，而且各个偏置电流源I1、I2、I3、I4和I5的偏置电流可以被分别设置为62nA、62nA、125nA、250nA和500nA。另外，第一组选通信号和第二组选通信号可以分别包括4个，也即T11、T12、T13和T14以及T21、T22、T23和T24。这些选通信号利用上升沿触发来选通相应的第一开关，实现LDO在正常工作模式与休眠模式之间的切换。例如，图5示出了SLEEP信号、T11、T12、T13、T14、T21、T22、T23、T24以及提供给放大器OP1的偏置电流I_偏置的示意波形图。利用T11、T12、T13、T14选通信号，能够使得提供给放大器OP1的偏置电流I_偏置逐步减半，也即1μA→500nA→250nA→125nA→62nA，在T14上升沿触发结束时，提供给放大器OP1的偏置电流I_偏置不再继续减小，整个LDO彻底进入休眠模式，此时LDO的功耗和正常工作模式相比，约为正常工作模式的6.2％。当SLEEP信号变为低电平时，LDO将要退出休眠模式，此时利用T21、T22、T23、T24选通信号使得提供给放大器OP1的偏置电流I_偏置逐步翻倍，也即62nA→125nA→250nA→500nA→1μA，在T24上升沿触发结束时，提供给放大器OP1的偏置电流I_偏置不再继续增加，整个LDO彻底进入正常工作模式。另外，T11、T12、T13、T14、T21、T22、T23、T24等信号的高电平持续时间长度可以根据实际情况进行设置，例如，其可以被设置为5μs或者其他数值。

在一种可能的实施方式中，如图6所示，根据本公开实施例的低压差线性稳压器还可以包括频率补偿电路30，用于对所述放大器OP1进行频率补偿。其中，频率补偿电路30的电路实现形式可以多种多样，图6中示出了频率补偿电路30的其中一种电路实现方式，该频率补偿电路30可以包括串联连接的补偿电容子电路Cc和补偿电阻子电路Rc。

另外，在LDO的工作模式切换期间，为了实现更好的放大器频率补偿，补偿电阻子电路Rc所提供的补偿电阻值可以随着相应的阶梯变化偏置电流的变化而变化。如图7所示，补偿电阻子电路Rc可以包括：多个第二开关S11,S12,S13,…S1n-1,S1n和多个电阻器R11,R12,R13,…R1n-1,R1n，所述多个第二开关S11,S12,S13,…S1n-1,S1n和所述多个电阻器R11,R12,R13,…R1n-1,R1n一一对应地串联连接所形成的回路之间进行并联；第二选通子电路MUX2，用于基于所述工作模式切换信号SLEEP来逐次选通相应的第二开关，使得与被选通的第二开关串联的电阻器所提供的电阻值满足所述相应的阶梯变化偏置电流情况下的频率补偿要求。由于频率补偿电阻值能够随着阶梯变化的偏置电流的变化而变化，所以能够在工作模式切换期间对放大器OP1进行更好的频率补偿，使得LDO更稳定地工作。

另外，需要说明的是，虽然图7中示出的第二开关的数量与图4所示的偏置电路30中的第一开关的数量相同，但是实际上，两者的数量不是必须相同的，只要补偿电阻子电路所提供的补偿电阻值能够随着偏置电流的阶梯变化而提供合适的补偿电阻值即能够满足本公开实施例的要求。

当然，补偿电容子电路Cc也可以采用与图7所示的补偿电阻子电路Rc相类似的电路设计。但是，由于电容的突变需要电路对新增加或减小的电容额外的充放电，这会造成电路较大的延时，因此并不建议补偿电容子电路Cc的补偿电容值随着偏置电流的阶梯变化而变化。

图8示出了根据本公开实施例的低压差线性稳压器工作模式切换时的输出电压Vout的变化的示意波形图。可见，输出电压Vout在每次阶梯偏置电流变化的起点处会产生一个电压变化，此变化典型值为输出电压Vout的5％，最大值不超过输出电压Vout的10％。因此，根据本公开实施例的低压差线性稳压器能够实现良好的休眠模式进入和退出的瞬态特性。

另外，虽然在根据本公开的附图中是以PMOS管为例示出了功率管M1，但是，在根据本公开的实施例中，功率管M1优选为NMOS管。由于NMOS管的迁移率大大高于PMOS管的迁移率，因此能够在满足低压差电压的同时，极大地节省功率管的面积，从而降低LDO的成本。另外，在负载瞬间发生跳变的情况下，LDO的输出电压会瞬间产生下冲或上冲，采用NMOS管作为功率管，则能够在LDO的输出电压Vout发生变化时，使功率管M1的栅源电压也立刻发生变化，从而流过功率管M1的电流也随之发生变化，瞬态响应特性得到加强。

另外，虽然在上面描述的根据本公开的各个实施例中，放大器OP1的输出端子都是直接与功率管M1的栅极连接，但是实际上，两者是可以不直接连接的，例如在放大器OP1的输出端子与功率管M1的栅极之间可以增加缓冲器(未示出)。这样，在放大器OP1的输出端子处将看不到在功率管M1的栅极处产生的大的寄生电容，从而能够在低压差线性稳压器处于低负载状态时将放大器OP1的输出端子处的极点与低压差线性稳压器的输出端子处的极点分离，进而更有利于低压差线性稳压器的环路稳定性。

根据本公开的又一实施例，提供一种用于低压差线性稳压器的工作模式切换方法，如图9所示，该方法可以包括以下步骤：

S901、接收工作模式切换控制信号；

S902、基于所述工作模式切换控制信号向所述低压差线性稳压器的放大器提供相应的阶梯变化偏置电流，来控制所述低压差线性稳压器的工作模式切换，其中所述放大器的正相输入端用于接收电压参考信号，所述放大器的反相输入端用于接收所述低压差线性稳压器的负反馈电路采集的所述低压差线性稳压器的功率管的作为所述低压差线性稳压器的电压输出端的输出端子处的电压，所述放大器的输出端用于控制所述功率管的栅极电压。

上述技术方案具有以下有益效果：由于能够基于接收到的工作模式切换控制信号向放大器提供相应的阶梯变化偏置电流，也即在LDO的工作模式切换期间，提供给放大器的偏置电流是阶梯变化的，而不是突变变化的，因此能够避免LDO输出电压的过大跌落和过冲，确保工作模式切换期间LDO输出电压的平稳性。

在一种可能的实施方式中，所述基于所述工作模式切换控制信号向所述低压差线性稳压器的放大器提供相应的阶梯变化偏置电流，来控制所述低压差线性稳压器的工作模式切换，可以包括：

在所述工作模式切换控制信号指示从正常模式切换到休眠模式时，向所述放大器提供从第一偏置电流阶梯变化到第二偏置电流的偏置电流，来控制从所述正常模式向所述休眠模式的切换，其中所述第一偏置电流大于所述第二偏置电流；以及

在所述工作模式切换控制信号指示从所述休眠模式切换到所述正常模式时，向所述放大器提供从所述第二偏置电流阶梯变化到所述第一偏置电流的偏置电流，来控制从所述休眠模式向所述正常模式的切换。

在一种可能的实施方式中，所述低压差线性稳压器还可以包括对所述放大器进行频率补偿的频率补偿电路，所述频率补偿电路包括串联连接的补偿电容子电路和补偿电阻子电路，根据本公开实施例的方法还可以包括：控制所述补偿电阻子电路所提供的补偿电阻值随着所述相应的阶梯变化偏置电流而变化。由于频率补偿电阻值能够随着阶梯变化的偏置电流的变化而变化，所以能够在工作模式切换期间对放大器进行更好的频率补偿，使得LDO更稳定地工作。

以上结合附图详细描述了本公开的优选实施方式，但是，本公开并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开的技术构思范围内，可以对本公开的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本公开对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本公开的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开的思想，其同样应当视为本公开所公开的内容。