专利名称：无大功率工频变压器的交流稳压器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种利用相位反转技术进行自动稳压的交流稳压器。
利用相位反转技术的交流稳压器具有稳压范围宽电路简单等优点。因此引起了人们的重视。公开号为CN1032528A的发明公报，公开了一种利用相位反转技术的交流稳压器，具有波形失真小，响应速度快和稳压范围宽等特点。但由于采用了自耦变压器(工频变压器)，因而体积和重量难于减小，另一方面，由于采用了继电器来控制电压的反转，因而在继电器触点切换时输出会出现阶跃突变，对某些应用场合是有害的，此外，由于采用可控硅移相来控制导通角的大小实现输出电压的调整，会因可控硅存在误触发而使得可靠性降低。
在广东科技出版社1993年出版的《高频开关稳压电源》(张占松著)这本书中详细论述了古卡(CUK)直流变换原理，本实用新型的目的在于克服了利用相位反转技术的交流稳压器的缺点，把古卡(CUK)直流变换原理用于交流稳压器中，做出了一种灵敏度高、精度高、响应快的无大功率工频变压器的交流稳压器。
本实用新型可通过如下方式实现无大功率工频变压器的交流稳压器，整个电路由输入整流电路(1)、中间能量控制电路(2)和解调电路(3)组成，其特征在于中间能量控制电路(2)由L1、L2、C15、C16、D2和TR4以及高频脉宽控制电路组成，C15的一端与电感L1的一端相连于A点，另一端与电感L2的一端相连于B点，L1的另一端与输入整流电路电位较高的一端相连于P点，L2的另一端则与解调电路电位较低端连于M点。开关管TR4的一个极接A点，另一个极接输入整流电路电位较低端N点，二极管D2的阳极与B点相连，阴极与N点相连，在M点与N点之间接有电容C16，N点也接解调电路(3)的电位较高的一端，电感L1与L2的铁芯材料为铁氧体，也可以是坡莫合金和非晶态合金。
图1为本实用新型的电路原理图。
1、输入整流电路(1)为普通整流电路开关SW闭合时，交流电压Uin经保险丝F1再经整流桥堆B1后在C2上变成单向脉动直流电压Uc2，C1和C2用于滤除高频噪声。
2、中间能量控制电路(2)由L1、L2、C15、C16、D2和TR4以及高频脉宽控制电路组成，其作用使C16两端得到幅值稳定的电压Uc16，Uc16的波形与C2两端的电压Uc2波形相似，只是方向相反。
高频脉宽控制电路由IC1和它相联的附属元件以及反馈电路组成，反馈电路则由光电耦合器OPT及其附属元件组成。
下面说明中间能量控制电路(2)的稳压原理接通电源瞬间，高频脉宽控制电路中的电容C6充电，同时IC1的9、10脚输出占空比(每个周期高电平与低电平的比值)由小逐渐变大的频率约为50KHz的矩形脉冲，电路进入稳态后，该矩形脉冲占空比则受来自反馈电路信号的控制，该高频矩形脉冲使TR4处于开关状态，这种开关状态使得能量在L1、C15、L2、D2和C16中传送。
假如某一时刻Uc16的电压幅值增大，则反馈电路的作用使IC1的1脚电压升高，其结果使矩形脉冲的占空比减小，其结果使TR4的通断比值减小(相当于导通角减小)，其结果使L1传送到LZ的能量减少，其结果使Uc16的电压有所回落，于是达到了Uc16的稳压目的。
IC1的振荡频率即TL494的脚9、10输出脉冲的频率由Rr、Cr决定，即f≈ 1.1/(RTCT)若取Rr＝10K、Cr＝2200P，则代入上式可得f＝50KHzR5、R6用于控制死区时间，4脚的电压越高则死区时间越长，按图1中所示参数，则死区时间Dr约为7μs，因此，最大导通时间为τ=13μs如果要求输出电压值为Uo2则Uin的最小值为Uin(min)＝ (T－τ)/(τ) Uo
当Uo＝220v时，把τ＝13μs代入上式得Uin(min)＝118v即当Uin低于118v时，Uo就达不到220v。
C6是软启动电容，使开机瞬间，4脚电位从5v慢慢下降，从而使Ton由小逐渐变大，减小TR4的大电流冲击，没有C6，开机时TR4毁坏的概率增大。
12V直流供电的双刀双掷触点的继电器J用于供电切换。当开机瞬间，T2的初级接输入Uin，当输出电压建立后，TL494的1脚电压已上升到2.5V时，TR1导通，J吸合，触点从图1中的常闭位置(即1－1和2－1)接到常开位置(即1－2和2－2)，于是T2的初级接到稳压器输出端，这样的好处是使T2上的电压稳定，同时其本身也可以作为输出端的假负载，使电感L2、L3有维持电流，避免了空载时的不稳定。
3、解调电路(3)的作用是把脉动直流电压Uc16变换成与稳压器输入同频率的交流电压，从而得稳压器的最后输出电压Uo，由于Uo来源于Uc16，所以其电压幅值也是稳定的。
解调电路由TR8、TR9、TR10、TR11组成的桥式电子开关和驱动电路构成，驱动电路则由TR5、TR6、TR7、双比较器LM393及耦合变压器T1等组成。
来自Uin的电信号R12、R13分压后输入比较器的同相输入端，即可在T1的初级T1A上得到与Uin同频同相的方波，此方波耦合到T1的次级绕组T1B、T1C、T1D、T1E控制TR8、TR9、TR10、TR11各管的通断。若此方波的正半周使TR8和TR11饱和导通，负半周使TR9和TR10饱和导通，则C19两端的电压再经L3、C18滤波器后就可得到与Uin相似的波形，若此方波的正半周使TR9和TR10饱和导通，负半周使TR8和TR11饱和导通，C18上同样得到与Uin性质相似的波形，只是方向相反而已。在四个开关管的C、E极还反向并联了二极管，用于保护TR8、TR9、TR10、TR11免受反向电压的冲击，C13主要用于调节解调方波的相移，使方波的上升和下降沿正好处于Uc16的谷值点，从而使最后输出波形最光滑，失真度最小(相对于输入Uin而言)，C14是隔直电容，C19、L3、C18为∏型滤波器，用于滤除无用的谐波成份。S1和S2为交流稳压器的输出端。
下面以输出功率为500W，输出电压为220v(有效值)，输入电压为145V－300V(有效值)之间变化的交流稳压器为例来说明本交流稳压器的设计过程
①选择输入整流电路(1)的整流桥堆B1，要求其耐压在600伏以上，其电流按每100瓦1.5安培选取。
②根据视在功率(设计容量)确定电感L1和L2铁芯的大小，由于铁芯工作在磁滞曲线的第一象限，所以要求选用饱和磁感应强度较高的高频磁性材料，然后确定绕组的匝数和线径。
铁芯尺寸由下式决定。
ScSo＝ (2PTton)/(ΔBjKcKo) (cm)4式中Sc为铁芯截面积(cm)2So为铁芯窗口面积(cm)2Pr为功率(W)ton为TR4在一个周期内的最大导通时间(μs)ΔB＝Bm－Br为磁感应强度(高斯)Kc为铁芯占空系数，铁氧体为1Ko为铜线在铁芯窗口中的占空系数，取0.2－0.5按照图1中所示，取Pr＝500W，ton＝13μs，铁芯为MX－2000铁氧体，则ΔB＝1500高斯，于是ScSo＝ (2×500×13)/(1500×2.5×0.3) ＝11.5(cm)4取Sc＝2.0×1.7(cm)2So＝1.1×3.8(cm)2的EE型铁芯，则ScSo＝14.2(cm)4即可满足要求(由于实际变压器并非理想的，所以实际值比理论值要大些)。
为了防止磁芯饱和，磁芯间应加δ＝0.1－0.5mm左右的空气隙绕组线径由下式计算d=0.7I]]>式中，I为流过绕组的平均电流当Uin＝145V即下限值时，电感L1中的平均电流为I1＝ 500/145 ＝3.45(A)于是d1＝0.73.45]]>＝1.3(mm)为L1的线径，同理对L2其线径为d2＝1.1(mm)由于L1、L2两者相差不大，绕制时可都取L1值。
绕组最少匝数为Np＝ (100Eton)/(ΔBSc)式中E为输入电压Uin的最大峰值按图1的要求，则可得Np＝ (100×424×13)/(1500×3.4)≈108(T)为了提高铁芯的利用率，把L1、L2以相同的匝数绕在同一铁芯上，这样做还可以使L1和L2紧耦合，从而使输出纹波最小，铁芯材料可用铁氧体，用坡莫合金和非晶态合金效果更好，但价格昂贵。
为了减小趋肤效应，应采用多根细漆包线并成一股，使合成直径为1.3mm以上，每股中的线越多而细，效果越好，对于500W，每股用10根φ0.17的漆包线绕成即可。然后双股并绕在同一骨架上，一股为L1，一股为L2。匝数要多于108匝，且尽可能绕满骨架，因为匝数越多，输出越平稳，也可以把L1、L2绕在不同的铁芯上，但干扰会大些，此外，如果把图1中的L1和L2的任何一个的两端换位连接(即同名端和异名端换位)也能工作，但稳定性差些。
③开关管TR4的选择TR4的耐压UDM必须大于输入电压Uin的最大峰值与输出端峰值之和。假设Uin上限为300V(有效值)的正弦波，则输入电压峰值为424V，如果输出为220V(有效值)，则输出峰值310V，于是TR4的耐压UDM为UDM>310＋424＝734V考虑到各种冲击的干扰，则TR4的耐压应在800V以上。
当TR4为场效应管时，其漏极接A点，源极接N点；由于场效应管导通电阻较大，为减小发热，要求其漏极电流极限值为电感L1中平均电流的5－6倍。当单管不能满足要求时，可选择几个管并联来满足要求。对于500W而言，由于L1中最大平均电流I＝3.45A，所以，TR4的漏极电流要求在20A以上，可使用3个型号为2SK1357(其UDM为1Kv，漏极电流为8A)的场效应管并联。TR4也可以是晶体三极管或IGBT管子，不过其工作频率要低些。这时其极电极接A点，发射极接N点。此外如果用晶体三极管时还得在其基极串限流电阻。
④开关二极管D2应采用快恢复二极管，其耐压要求与TR4相当，不过因二极管的PN结导通电阻比场效应管小，因此其允许电流值为TR4中流过的最大电流的一半即可，对于500W可取10A以上。如MUR3080二极管，其最大电流为30A，耐压为800伏。
⑤中间能量控制电路(2)中的C15的选择会影响输出波形，以输入Uin为正弦波为例，若C15太大，则输出Uo接近圆顶方波，C15太小，则输出Uo接近于正弦脉冲。对500W选用0.1μF左右为宜，对于不同功率的最佳值由实验来定。C16在保证稳压器能稳定工作的前提下应取尽可能小的值。
⑥解调电路中的桥式开关管TR8、TR9、TR10、TR11的最大集电极电流要求为输出电流平均值的3倍以上，耐压不小于400V，对于500W，取达林顿管(如BU931)比较好，要求4个管子的参数尽可能一致以减小输出的直流漂移。二极管D3、D4、D5、D6可取普通的二极管如1N4007即可，要求耐压大于400v。电阻R15、R16、R17、R18为基极限流电阻，其阻值约为24欧姆。
⑦电感L3用φ1.1以上的漆包线在3W的电源变压器铁芯上绕满即可。电容C18为1μF－2μF左右即可，C18和C19的耐压要求在400v以上。
⑧耦合变压器可在3W的电源变压器铁芯上用φ0.21的漆包线绕350匝左右作为初级，次级仍用φ0.21的漆包线绕四个独立的绕组，每组为200匝左右，输出绕组对应的同名端如图1所示，千万不能弄错。
⑨变压器T2为5W的电源变压器，要求其在稳压器的稳压范围内均能正常工作。
如果电源变压器T2用5W的高磁导率矽钢片，其初级用φ0.9的漆包线绕3000匝左右，次级260匝输出提供12V直流用电，双130匝输出提供正负5V直流用电，则稳压器Uin在输入电压为145V－300V之间变化时均能正常工作。
本实用新型和现有技术相比具有如下优点它是基于古卡(CUK)直流变换原理而研制成功的一种脉宽调制型交流稳压器，不仅抛弃了交流稳压器中普遍使用的笨重的大功率工频变压器，而且具有稳压范围宽、价格低廉等优点。本实用新型用于不间断电源(UPS)特别是在线式UPS中具有巨大的经济效益，并使UPS抛弃大功率工频变压器成为可能，也使交流稳压器实现可编程输出成为可能［中间能量控制电路(2)中的电位器W1取不同的值对应稳压器的不同输出］。
本实用新型还是一种高抗干扰的净化电源，由图1可见，输入电流经过L1才能到达输出端，L1对来自输入的高频浪涌电流造成很大的感抗，此外，TR4导通时把输入噪声短路，而断开时D2把输入噪声短路。使得整个周期内输入噪声都无法到达输出端，进一步减小了输入噪声的干扰。
权利要求1.一种无大功率工频变压器的交流稳压器，由输入整流电路(1)、中间能量控制电路(2)和解调电路(3)组成，其特征在于中间能量控制电路(2)由L1、L2、C15、C16、D2和TR4以及高频脉宽控制电路组成，C15的一端与电感L1的一端相连于A点，另一端与电感L2的一端相连于B点，L1的另一端与输入整流电路电位较高的一端相连于P点，L2的另一端则与解调电路电位较低端连于M点。开关管TR4的一个极接A点，另一个极接输入整流电路电位较低端N点，二极管D2的阳极与B点相连，阴极与N点相连，在M点与N点之间接有电容C16，N点也接解调电路(3)的电位较高的一端。
2.根据权利要求1所述的无大功率工频变压器的交流稳压器，其特征在于电感L1和LZ的铁芯材料为铁氧体，也可以是坡莫合金和非晶态合金。
专利摘要一种无大功率工频变压器的交流稳压器，由输入整流电路、中间能量控制电路和解调电路组成，中间能量控制电路由L1、L2、C15、C16、D2和TR4以及高频脉宽控制电路组成。不仅抛弃了稳压器中普遍使用的笨重的大功率工频变压器，而且具有稳压范围宽、价格低廉等优点。本实用新型用于不间断电源(UPS)特别是在线式UPS中具有巨大的经济效益，并使UPS抛弃大功率工频变压器成为可能，也使交流稳压器实现可编程输出成为可能。
文档编号G05F1/10GK2205023SQ94221918
公开日1995年8月9日 申请日期1994年9月15日 优先权日1994年9月15日
发明者粟桂息 申请人:粟桂息, 李海怀