领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他 实施例，都属于本发明保护的范围。
[0026] 参见图2,为本发明LDO-个实施例的结构示意图。
[0027] 如图2所示，本发明LDO可W包括；参考电压源201，误差放大器202,调节电路 203,第一补偿电路204,第二补偿电路205W及负载206。
[002引其中，参考电压源201，用于提供参考电压；误差放大器202,与所述参考电压源201禪合，用于接收反馈电压及所述参考电压，比较所述反馈电压及所述参考电压，并根 据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果输出控制电压；调节电路203,与所述误差放 大器202禪合，用于接收所述控制电压，并在所述控制电压的控制下，输出调节电流；负载 206,与所述调节电路203及所述误差放大器202禪合，所述调节电流流经所述负载206,形 成负载上的电压，第一补偿电路204,与所述调节电路203禪合，用于调节所述低压差线性 稳压器的主极点及次主极点W调节相位裕度；及第二补偿电路205,与所述第一补偿电路 204禪合，用于在所述第一补偿电路204已调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极 点的基础上，进一步调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点w调节相位裕度，并 调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。所述反馈电压与所述负载上的电压相关，通常 情况下是指所述反馈电压与所述负载上的电压成线性关系。例如，所述反馈电压为所述负 载上的电压，或者所述反馈电压与所述负载上的电压成预定比例关系等。
[0029] 在此需要说明的是，该里所说的减小主极点是指经过所述第一补偿电路204调节 后，所述低压差线性稳压器的主极点小于未经所述第一补偿电路204调节时的主极点；增 大次主极点是指是指经过所述第一补偿电路204调节后，次主极点大于未经所述第一补偿 电路204调节时的次主极点；而减小增益带宽积是指指经过所述第一补偿电路204调节后， 增益带宽积小于未经所述第一补偿电路204调节时的增益带宽积。
[0030] 在具体实现中，所述LDO的电路结构可W如图3所示。
[0031] 其中，误差放大器202的负向输入与所述参考电压源201连接，用于接收来自参考 电压源的参考电压。所述误差放大器202的正向输入则与负载禪合，用于接收反馈电压。
[0032] 所述第一补偿电路204,可W是米勒电容-调零电阻补偿电路，即，所述第一补偿 电路204可W包括调零电阻2041及米勒补偿电容2042,所述米勒补偿电容2042与所述晶 体管203的漏极连接，另与所述调零电阻2041的一端连接；所述调零电阻2041的另一端与 所述第二补偿电路205连接。
[0033] 所述调节电路203可W为晶体管等功率MOS器件。所述第二补偿电路205,可W包 括补偿电阻2051，所述补偿补偿电阻2051的一端与所述误差放大器202的输出端连接，另 一端与所述调零电阻2041的一端及调节电路203的栅极连接。其中，所述补偿电阻2051 可W为娃扩散电阻、MOS器件电阻或金属走线电阻。
[0034] 根据本发明LDO的负载分布，通过列解节点电流电压方程，可W解得，该LDO的S 个极点为：
[00创其中，Q为米勒补偿电容2042的电容值，R"i为调零电阻2041的电阻值，gm2为调 节电路203的跨导，gmi为误差放大器202的跨导，Rwad为负载的负载电阻值，CWAD为负载 206的负载电容值，Ri为误差放大器202等效负载电阻的电阻值，C1为误差放大器202等效 负载电容的电容值，咕为补偿电阻2051的阻值。
[0043] 由此可W看出，由于极点P2被零点所抵消，因此本发明LDO的主极点为P1，而次 主极点为p3,在本发明实施例所提供的LDO中通过增加第二补偿电路，可W显著的降低增 益带宽积GBW及主极点pl，并且增加次主极点p3,因此第二补偿电路的引入极大的增加了 系统稳定性，使得本发明误差放大器的跨导可W比现有误差放大器的跨导更大，从而使得 本发明误差放大器有更好的噪声性能。而且，第二补偿电路的引入不但可W通过减小Q的 值，减小LDO的面积；还可W通过降低LDO的GBW，增加LDO的相位裕度，从而可W提高LDO 的驱动负载的能力。
[0044] 进一步，由于电阻本身也会引入噪声，当第二补偿电路为补偿电阻时，补偿电阻所 引入噪声的公式可W表示为：
[0045]
[0046] 其中，V。,。。,是指LDO的输出噪声，V。,。点指误差放大器202引入的噪声，sRC是指 噪声滤波器的时间常数，Vww是指参考电压源201引入的噪声，V&PWT是指晶体管203引入 的噪声，Av是指误差放大器202的增益，k是指波尔兹曼常数，T是指温度。
[0047] 虽然补偿电阻的阻值越大，越能够降低LDO其他组成部分引入的噪声，但是从前 述公式可W看出补偿电阻的阻值越大，补偿电阻所引入的噪声也越大，而且当补偿电阻的 阻值超过一定值时，电阻所引入的噪声可能会超过补偿电阻所降低的噪声，其中所述补偿 电阻所降低的噪声是指所述低压差线性稳压器中其他组成部分所引入并被所述补偿电阻 所消除的噪声。
[0048] 为防止补偿电阻所引入噪声过大，因此在实际使用中咕的取值需要小于Rc_mx，其 中Rc_mx是指补偿电阻2051所补偿电阻所降低的噪声等于补偿电阻2051所引入的噪声时， 所述补充电压2051的电阻值。其中，可W根据误差放大器202引入的噪声，参考电压 源201引入的噪声，晶体管203引入的噪声及误差放大器202的增益计算得出。
[0049] 根据极点的计算公式可W看出，当R府GBW和P1开始有显著的变化，因此在 通常情况下，可W设置Rb>R1。因此，Rb的取值范围可W为R1《RRB_MAX，Rb在此范围内 取值，可W有效降低LDO的噪声。
[0化0] 为进一步提升LD0的噪声性能，如图4所示，误差放大器202可W由偏置电流源 2021，输入对管2022,输出电流镜2023组成，其中所述输入对管2022禪合在所述偏置电流 源2021与输出电流镜2023之间。
[0化1 ] 该误差放大器202的等效输入噪声可W表示为：
[0化2]
[005引其中，gm，in为输入对管2022的跨导，gm，wt为输出电流镜2023的跨导，（WL)in为输 入对管2022的尺寸宽和长的乘积，（WL)wt为输出电流镜2023的尺寸宽和长的乘积，K1。为 输入对管2022的载流子迁移率，Kwt为输出电流镜2023的载流子迁移率，C"为M0S器件的 栅氧的单位电容，k为波尔兹曼常数，T为开尔文温度，丫为器件的沟道系数。
[0化4] 为进一步提升LD0的噪声性能，还可W在所述参考电压源201与所述误差放大器 202之间设置噪声滤波电路，该噪声滤波电路可W与所述参考电压源201及所述误差放大 器202禪合，用于对所述参考电压源201所提供的参考电压进行噪声滤波，并将经噪声滤波 后的参考电压发送给所述误差放大器202。
[0055] 另外，在本发明实施例中，可W直接将所述低压差线性稳压器的输出电压作为误 差放大器202的反馈电压。为使LDO的输出电压可W调节，本发明另一个实施例中，也可W 由反馈电路207根据负载上的电压生成反馈电压。
[0化6] 如图5所示，所述的反馈电路207可W由第一分压电阻2071及第二分压电阻2072 构成，第一分压电阻2071的一端与误差放大器202的正向输入连接，另一端与电源地连接， 而第二分压电阻2072的一端与误差放大器202的正向输入连接，另一端与所述晶体管203 的漏极及负载连接。从而可W通过调节第一分电阻的阻值及第二分压电阻2072的阻值，可 W改变反馈电压的大小，从而改变所述LDO负载上的电压的大小。
[0057] 由上述实施例可W看出，通过增加第二补偿电路，可W显著的降低增益带宽积值 及主极点的大小，并且增加次主极点的大小，因此第二补偿电路的引入极大的增加了系统 稳定性，使得本发明误差放大器的跨导可W比现有误差放大器的跨导更大，从而使得本发 明误差放大器有更好的噪声性能。
[005引与本发明LDO实施例相对应，本发明实施例还提供了一种LDO增加低压差线性稳 压器稳定性的方法。
[0059] 如图6所示，所述LDO噪音调节方法包括：
[0060] 步骤601，接收参考电压及反馈电压。
[0061] LDO噪音